Fuente universal para polarización fija de pares de salida.

Esta es una fuente que prácticamente abarca todas las configuraciones y las potencias usuales en equipos de audio y de amplificación de guitarras eléctricas. Además es muy barata y eficiente. El integrado LM337L es igual al LM337, pero con una salida máxima de 100 mA y cápsula pequeña.

Hay que conseguir dos potenciómetros de 20 K ohms lineales, lo más parejos que sea posible; no tanto en el arrastre, sino en el valor final de la resistencia entre terminales 1 y 3.

Conviene armar el regulador en una plaqueta impresa enchufable y llevar una de repuesto por si llega a descomponerse (si la polarización negativa desaparece o disminuye mucho las placas se pondrán rojas). Requiere solamente tres conexiones: entrada, salida y masa. Esto por precavido, pues el integrado está protegido por el diodo zener.

Si hace falta disminuir el zumbido, el capacitor de 220 uF puede ser llevado al valor más conveniente. Si acaso faltara desacoplamiento en audiofrecuencias, habrán observado un resistor de diez ohms en serie con el capacitor de salida. Esto es para limitar la corriente que entrega el integrado. Esta fuente puede manejar corrientes de hasta 20 mA. El mejor lugar en donde desacoplar sin cargar la fuente es colocando un capacitor extra en la unión de los dos potenciómetros y el resistor de 3.900 ohms del divisor de tensión. Aún en cortocircuito no pueden fluir más que 20,5 mA.

La lista de válvulas mencionadas en la ilustración no es exhaustiva, casi cualquier válvula puede ser polarizada en cualquier clase con esta fuente: 5880, tríodos, pentodos más pequeños como 6973, 6BQ5, 6CM6, 6EM5, etc.

Hay otro circuito con el mismo integrado que entrega hasta -160 V a 25 mA, con el agregado de dos transistores: BC640 y MJ2955 ó 2N2955. Próximamente lo publicaré. Este extremo puede ser aplicado a circuitos como el amplificador 4x 6550 200 W RMS, que requiere -150 V, pero es un caso raro, la mayoría de los amplificadores están cubiertos con esta fuente que provee desde -60 V a -10 V a cada grilla, con los valores de resistencias que figuran en el circuito.

Antes de poner en marcha el equipo es conveniente hacer un preajuste al valor de tensión negativa fijado para el caso, con las válvulas fuera de los zócalos. Si no, llevar el potenciómetro al valor más negativo -para evitar sobrecargar las válvulas- y luego se lo va bajando con cuidado hasta medir la polarización correcta.

Un modo de ahorrar en el diseño del transformador de salida.

A la hora de hacer los cálculos, el diseñador de transformadores de salida de audio tiene que pelear contra muchos enemigos al mismo tiempo; algo así como Bruce Lee contra cinco. Es una lucha titánica (Bruce Lee una vez saltó y -acostado en el aire- le pegó a cuatro con dos patadas y dos golpes de puño simultáneos). No hay una solución standard, porque son muchas las condiciones. Imagine que hay cosas que se pueden hacer en un transformador para 20 ó 30 W RMS de audio y 450 V en placas, que son imposibles con tensiones y potencias superiores. Un bobinado bifilar, por secciones, por ejemplo. Para los fuegos artificiales siempre conviene contratar los servicios o comprar los elementos en casas especializadas.

En un transformador push-pull (1), en teoría, no hay corriente de magnetización. La corriente continua que alimenta a ambas válvulas de salida pasa por dos medios primarios y produce campos magnéticos que se anulan entre sí. Esto si las corrientes de reposo de las válvulas son idénticas y si los dos medios primarios están perfectamente balanceados; es decir, si los dos bobinados tienen la misma cantidad de alambre y, por lo tanto, iguales resistencias. (En un transformador de potencia esto no parece tener importancia, pero con un secundario con conexión central a masa que no tenga sus bobinados con igual cantidad de alambre, se produce más zumbido, porque el capacitor del filtro se carga con distintos máximos)

El diseñador trata de tener la seguridad de que será imposible o muy difícil que el núcleo llegue a saturarse. Con hierro-silicio normal tenemos una permeabilidad magnética de 10 mil Gauss. Pero aún en un transformdor push-pull, más de un ingeniero opta por hacer los cálculos con 4 mil Gauss. La cantidad de alambre en el primario se multiplica por 2. ¿Por qué? Porque una válvula podría salir de servicio y nos encontraríamos con una corriente de magnetización importante, capaz de saturar el núcleo. En un equipo de audio hogareño no habría que ser tan conservador, porque bastaría con no usarlo hasta reponer el par de válvulas. Pero si está sonorizando un teatro o es el equipo amplificador de guitarra de un músico en medio de un concierto, es otra cosa. Es preferible menor potencia a nada.

Aún en esos casos, es posible calcular con 8 mil Gauss y reducir las pérdidas I²R y las capacidades distribuidas. Bastaría con fabricar un objeto que consumiera la corriente de reposo de la válvula difunta. De esta forma nos faltaría el aporte de audio de la válvula, pero no tendríamos la corriente de magnetización que tanto molesta.

Veamos un ejemplo:

Tenemos un amplificador con dos 6CA7/EL34 con 485 V en placas a 125 mA y 400 V en pantallas, con 25 mA. Las dos pantallas se alimentan fuera del circuito del transformador con una resistencia común de 750 ohms. En un viejo zócalo octal (macho, de una válvula inútil) soldaremos diez resistencias de alambre de 39K 10 W en paralelo entre las patas 3 y 8, para obtener un valor nominal de 3.900 ohms a 100 W (485V / 0,125 A = 3.880 ohms). Otros dos resistores de 33K 10 W se conectarán en paralelo entre las patas 1 y 8, para la corriente de reposo de pantalla. (Aunque esta corriente no pasa por el transformador, su falta variaría la caída de tensión en la resistencia de 750 ohms, cambiando las condiciones de funcionamiento de la otra válvula). Hay que buscar que los alambres cortos sean los que van conectados a las patas 3 y 1, respectivamente, o sea, a los extremos de alta tensión (Quedarán dentro del cilindro aislante que constituia el zócalo de la válvula). Los retornos largos van al cátodo (8) y no son peligrosos. De todas maneras sea prudente y no haga que le pase lo que mató al Indio Tocapote.

De esta manera podemos dimensionar el bobinado para 8 mil Gauss y, si falla una válvula, enchufar el invento para no saturar el núcleo. Si el amplificador es con cuatro válvulas de salida y una se estropea, saque la opuesta y listo. Si es de dos, sirve este recurso.

Por supuesto, esto vale en tensiones que no superen los 500 V. La mayoría de los cabezales valvulares hacen esto. Si tiene uno con más de 500 V, calcule con el 40% de la permeabilidad del material del núcleo, ¡qué le va a hacer!


(1) Hablando con propiedad, la denominación push-pull se aplica únicamente a salidas en la más estricta clase A. Con otras polarizaciones conviene hablar de un amplificador simétrico.

Fórmulas para cálculo de zumbido residual.

Existen fórmulas aproximadas para evaluar el zumbido residual a la salida de la célula de filtro.

Todas las fórmulas expresan el rizado o zumbido como porcentaje de la tensión continua de salida.

Símbolos:
fr : frecuencia de rizado, en Hertz; puede ser la frecuencia de la red o el doble, si la rectificación es de onda completa y en un caso especial de doblador de media onda que produce rizado de frecuencia doble.
RL : resistencia de carga, en ohms, igual al valor de la tensión de salida en voltios dividida por la corriente suministrada a la carga, en amperios.
L : inductancia en henrios; si hay subíndices, el número 1 indica al inductor que está más cerca del rectificador o al inductor de entrada, si el filtro es del tipo entrada por inductor.
C : capacitor, en microfaradios; el subíndice "1" indica el capacitor de entrada al filtro o el primero o más cercano al rectificador.

Filtro RC (resistencia entre el rectificador y el capacitor de filtro)




Filtros con entrada por capacitor:

Filtro pi, capacitor, resistencia (R), capacitor.




Filtro pi, capacitor, inductor, capacitor.




Filtros con entrada por inductor.

El zumbido en estos filtros está calculado para rectificación de onda completa. En cada célula LC debe cumplirse que el producto de los valores en henrios y en microfaradios sea mayor o igual a 5,06. Esto se hace para evitar que el conjunto inductor-capacitor entre en resonancia con la frecuencia de rizado. Entre otros efectos adversos se tendría que el zumbido aumenta en lugar de disminuir. La resonancia se produce para el producto igual a 1,77 en redes de 60 Hz y para LC = 2,53 en redes de 50 Hz.

Filtro de una célula, inductor-capacitor.




Filtro de dos células, inductor-capacitor.

Más acerca del filtro de entrada por inductor.

La corriente de pico del rectificador y la regulación de la tensión de alimentación dependen casi enteramente de la inductancia del choque de entrada en relación a la resistencia de carga. La función del choque es aumentar la relación entre el promedio y el pico de corriente (por su almacenamiento de energía), y para evitar que la tensión de corriente continua se eleve por encima del valor medio (RMS) de la corriente alterna aplicada al rectificador. Para ambos propósitos, su impedancia al flujo de la corriente alterna debe ser alta.

El valor de la inductancia del choque de filtro que previene que la corriente continua de salida aumente por sobre el valor RMS de la corriente alterna aplicada al rectificador es la inductancia crítica. Con inductancias con valores por debajo de la inductancia crítica, la salida de corriente continua aumenta porque el filtro tiende a actuar como un filtro con entrada por capacitor. Con la inductancia crítica, la corriente pico de placa de una válvula en un rectificador de onda completa será aproximadamente un 10% mayor que la corriente continua de carga tomada del rectificador.

Una inductancia con el doble del valor crítico se denomina "inductancia óptima". Este valor da una reducción adicional en la relación corriente de pico/corriente promedio, y constituye el punto en el que mayores incrementos en la inductancia no producen mejoras apreciables en las características operativas.

Inductor variable en la entrada como medio de ahorro en una fuente.

La fórmula para la inductancia crítica es la mitad del valor de la que usamos en el artículo anterior. Esta indica que la inductancia mínima requerida varía ampliamente con la resistencia de carga. En el caso en el que no hay corriente de carga, excepto la corriente en el resistor de sangría, la inductancia crítica resulta en el valor más alto; valores mucho menores son satisfactorios cuando la corriente de carga plena está siendo suministrada. Desde que la inductancia de un choque tiende a aumentar con el decrecimiento de la corriente de carga, es posible efectuar una economía de materiales diseñando un choque de características variables, de manera que tenga la inductancia crítica con la única carga del resistor de sangría y el valor óptimo a plena carga. Si el resistor de sangría vale 20.000 ohms y la resitencia equivalente de plena carga, incluida la resistencia de sangrado, es de 2.500 ohms, el choque podría variar de 20 henrios a 5 henrios con plena carga, cumpliendo suficientemente los requerimientos. Con cualquier valor de choque de entrada dado, la resistencia de sangrado debe ser mil veces la máxima inductancia del choque en henrios.

Esta economía trae consigo una variación en el porcentaje de zumbido, pero es posible compensar con una célula adicional de filtrado, esta vez con una inductancia de valor alto a plena corriente de carga.

En el caso de dos células de filtro inductor-capacitor, el último capacitor es responsable de la impedancia de la fuente en audiofrecuencias. Debe ser a lo sumo un 20% del valor de cualquier resistencia o impedancia en el circuito, cuanto menos, mejor. En equipos de audio con etapas de alta ganancia es preferible tener un zumbido del 0,1% en la salida, o mejor. Los capacitores deben estar aislados con un valor de seguridad igual a 1,4142 veces la tensión RMS de medio secundario y un margen de seguridad, adicional, si es posible. En condiciones normales el primer capacitor no recibe mucha tensión, pero en ausencia de cargas, si el resistor de sangría se corta, el capacitor recibirá el valor de pico de la tensión del secundario. Por eso conviene prevenir antes que lamentar daños mayores que el cambio de una resistencia.

El filtro con entrada por inductor.

Este blog no tiene el propósito de hacer un curso completo de electrónica. Desde un principio es para quienes tienen suficientes nociones teóricas. Sucede muchas veces que el aparato matemático con el que se estudia es muy elevado. Cuando el estudiante trata de aplicar estas fórmulas de análisis infinitesimal a la práctica, se encuentra muchas veces que lo que plantea no lo sabe resolver. En algunas oportunidades nadie sabe resolver las fórmulas, pues no se conoce manera de llevarlas a expresiones tabuladas.

Pero, en la práctica, lo que muchas veces no tiene respuesta en el pizarrón o en el papel se resuelve simplemente midiendo. Así surgen fórmulas empíricas y aproximadas, que siempre tienen una aplicación restringida a ciertas potencias o donde el comportamiento del sistema en estudio es menos complicado.

Lo voy a ilustrar con un ejemplo muy digerible y que resulta instructivo por lo ridículo de su extensión más allá de lo razonable.

Supongamos que una casa, muy lujosa y de 400 m², es construida por un equipo de 12 obreros en nueve meses. ¿Cuánta gente tengo que utilizar para hacerla en seis meses? Una regla de tres simple lleva a la respuesta: 18 obreros. No sé si es cierto, pero es razonable. Siguiendo el mismo razonamiento, ¿es cierto que 3.240 obreros la construirían en un día? Usamos la misma regla de tres, pero 3.240 personas no caben en 400 m². Además, ciertos procesos, como el fraguado del hormigón, llevan muchos días. Aplicamos la regla de tres en un caso extremo en el que no funciona. Lo mismo sucede con muchas "leyes" empíricas, tienen sus límites, pero ayudan mucho en donde funcionan.

En este tiempo de fuentes conmutadas solamente los nostálgicos y los amantes del mejor sonido podrían inclinarse por una fuente con filtro de entrada por inductor. Con entrada por inductor se obtiene una tensión bastante más baja que entrando por capacitor. El rendimiento es pobre, pero hay mejor regulación y es posible reducir mucho el zumbido. Las opiniones están divididas. Hay quienes dicen que rectificar con válvulas de vacío da mejor sonido y otros opinan que no hay diferencia. ¿Quién tiene razón? No soy yo el indicado para juzgar. Me limito a dar algunas cositas prácticas elementales para quienes quieren zambullirse en este mundo y mantenerse medianamente a flote. Como en la regla de tres de más arriba, no tome las cosas muy al pie de la letra y no exagere.

Veamos primero un circuito con un inductor y un capacitor:




El cálculo comienza por lo que se llama la inductancia crítica, para luego colocar en su lugar la inductancia óptima. Directamente calculamos la óptima, que resulta ser el doble de la crítica. Muchas veces el manual de válvulas pide que haya una inductancia mínima, a fin de no sobrecargar la válvula y hacer que se agote prematuramente. Hay que respetar ese valor por encima de lo que dé el cálculo. Sigue el método de cálculo, observen que hay una condición: que el producto LC sea mayor o igual a 5,06. En la práctica haremos casi siempre un filtro con dos células inductor-capacitor; pero primero fijamos estos valores, para luego seguir con la segunda célula y el cálculo de la tensión de salida o de la tensión necesaria en cada medio secundario del transformador de potencia para obtener la tensión de salida buscada.



En Argentina habrá que poner 100 en lugar de fz y dará un valor de inductancia un 20% superior al que se usaría con 60 Hz. Si su país usa 60 Hz, el coeficiente es la unidad.

Ya tenemos un valor de inductancia y otro de capacidad. Si el zumbido es importante, conviene continuar con la fórmula que sigue. Colocamos el valor de zumbido aceptable o deseado, el valor del inductor del cálculo anterior, el capacitor de la primera célula y podemos completar un cierto valor para el capacitor de salida, para despejar la inductancia necesaria en la segunda célula del filtro.



Ahora podemos dibujar el circuito completo para proceder al cálculo definitivo:



Si tenemos un transformador a mano, con el cálculo siguiente podemos tener una idea bastante aproximada de la tensión final que entregará al amplificador.




Si estamos diseñando, conviene usar el cálculo inverso, para saber qué tensión debemos tener en medio secundario para salir del filtro con la tensión Eo especificada. Además de los cálculos, puede ser conveniente tener un transformador de potencia que entregue, por ejemplo, 600 V + 600 V a 400 mA (o lo que necesitemos)y un variac conectado a su primario, de manera de ir subiendo la tensión hasta medir Eo a plena carga.

Inductores de filtro.

En todo el mundo resulta difícil conseguir ciertos elementos en desuso. No solamente los objetos terminados, sino también los materiales de construcción. Con el aumento de la demanda de viejos elementos de producción discontinuada, algunos países desarrollados, con mercados lo suficientemente grandes como para sostener un mínimo de consumo para justificar la inversión, han creado pequeñas empresas que están empezando a proveer a los audiófilos de estos elementos.

Argentina se caracteriza por ser un país casi despoblado. El 42,20 % de su población vive en el 11,6% del territorio, la Provincia de Buenos Aires. De esta población, el 84,36% vive en el Gran Buenos Aires y la Ciudad Autónoma de Buenos Aires. El 81% de la población total vive en centros urbanos. Por esto, resulta muy improbable que consiga materiales apropiados en ciudades del interior del país. Hasta en este masacote que significa la Capital Federal y sus dos cordones, la cabeza de un país deforme, macrocefálico, es bastante trabajoso poder hacerse de todos los elementos como para bobinar un simple inductor. Ciertos cortes de chapa no tienen demanda y no se producen (o no se importan). Encargar su corte implica comprar unos cuantos cientos de kilogramos; nadie le va a cortar 500 g de chapa de hierro-silicio.

No obstante, los abnegados ciudadanos honestos de nuestro país se la rebuscan como pueden. Lo atamos con alambre y sale, como la puesta en marcha de los Exocet sin ayuda extranjera. Capacidad sobra. Para ellos es lo que sigue.

Para los que recién empiezan: la inductancia depende de la corriente. Con el aumento de la corriente, la inductancia disminuye. Por este motivo no son apropiados los multímetros que miden inductancia, pues no pueden generar la corriente de funcionamiento real del elemento. Imaginen que con una o dos pilas no es de esperar que hagamos circular 500 mA de corriente alterna en un inductor. Estos medidores son para bobinas de radiofrecuencias o pequeños choques que se usan en etapas de TV o computación, mayormente, en bajas tensiones. Si mide con un aparato así, la medida será excesiva, totalmente irreal. Lo mismo vale para la inductancia del primario de un transformador o la inductancia de dispersión.

Los datos que se dan a continuación suponen un buen hierro-silicio con unos 10.000 Gauss y alambre de cobre puro, no aleado. La calidad de los componentes dictará la medida final del choque.



Inductor 20 henrios a 250 mA
4.000 espiras de alambre 0,40 mm de diámetro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 7,1 mm (aire).
Sección del núcleo: 50 x 50 mm².
Ventana: 36,3 mm x 24,1 mm.
Longitud del alambre: 1.165,1 m.
Peso del alambre: 1.399,9 g.
Resistencia de la bobina: 159,4 ohms.

Inductor 15 henrios a 50 mA
9.500 espiras de alambre 0,18 mm de díametro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 0,89 mm (aire).
Sección del núcleo: 12,7 x 12,7 mm².
Ventana: 25,4 mm x 17,3 mm.
Longitud del alambre: 1.067,5 m.
Peso del alambre: 241,25 g.
Resistencia de la bobina: 740 ohms.

Inductor 15 henrios a 100 mA
4.800 espiras de alambre 0,25 mm de diámetro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 0,89 mm (aire).
Sección del núcleo: 26 x 26 mm².
Ventana: 24,4 mm x 16,5 mm.
Longitud del alambre: 777,75 m.
Peso del alambre: 352,32 g.
Resistencia de la bobina: 267,5 ohms.

Inductor 10 henrios a 100 mA
5.000 espiras de alambre 0,25 mm de diámetro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 0,76 mm (aire).
Sección del núcleo: 19 x 19 mm².
Ventana: 25,4 mm x 17 mm.
Longitud del alambre: 686,25 m.
Peso del alambre: 311 g.
Resistencia de la bobina: 236 ohms.

Inductor 10 henrios a 250 mA
2.000 espiras de alambre 0,40 mm de diámetro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 10,2 mm (aire).
Sección del núcleo: 50 x 50 mm².
Ventana: 26,7 mm x 17,3 mm.
Longitud del alambre: 533,75 m.
Peso del alambre: 613,81 g.
Resistencia de la bobina: 73,02 ohms.

Inductor 10 henrios a 500 mA
3.800 espiras de alambre 0,60 mm de diámetro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 10,2 mm (aire).
Sección del núcleo: 50 x 50 mm².
Ventana: 51 mm x 33 mm.
Longitud del alambre: 1.250,5 m.
Peso del alambre: 3.251,3 g.
Resistencia de la bobina: 76,1 ohms.

Inductor 5 henrios a 500 mA
1.800 espiras de alambre 0,60 mm de diámetro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 4,32 mm (aire).
Sección del núcleo: 50 x 50 mm².
Ventana: 34,3 mm x 22,9 mm.
Longitud del alambre: 518,5 m.
Peso del alambre: 1.200 g.
Resistencia de la bobina: 31,55 ohms.

Inductor 3,5 henrios a 100 mA
1.840 espiras de alambre 0,30 mm de diámetro, aislación para 120ºC.
Entrehierro: 0,20 mm (aire)
En este inductor cambia la forma del núcleo. Se utiliza chapa laminación Nº 77 (E - I), apilado 30 mm.
Sección del núcleo: 22 x 30 mm².
Longitud del alambre: 228,16 m.
Peso del alambre: 150 g.
Resistencia de la bobina: 56 ohms.

Los bobinados son lineales, sin capas aislantes de papel o mylar. Si se utilizan tensiones mayores a 450 V hay que cuidar las aislaciones y reahacer los cálculos.

Un amplificador con 4 300B en push-pull paralelo, clase A.

En las condiciones en que está planteado este amplificador, las cuatro 300B deberían dar 40 W RMS al 2% de DAT. Los manuales de válvulas se parecen a Wiston Churchill: dicen verdades inalcanzables y Churchill pedía lo imposible para alcanzar lo máximo.

Esos 40 W se obtendrían con fuentes ideales, de impedancia nula, regulación y estabilidad perfectas, con transformador de salida ideal, en condiciones a las que no podemos llegar totalmente.Yo esperaría 25 W y hasta 30 W si el transformador de salida y las fuentes son muy buenos.

Las 300B se merecen lo mejor. El transformador de salida de 4.000 ohms placa a placa y núcleo de columnas todavía no existe, ni siquiera en papel. Los inductores de filtro no han sido bobinados y no conocemos su resistencia interna real, ni su comportamiento en codiciones de servicio. De todos los circuitos publicados hasta ahora este es el único que no vio la luz en ninguna parte. Calcular el transformador de salida y partir sus bobinas de tal forma de obtener lo más próximo al ideal es una tarea ardua. Más difícil es conseguir al artista que bobine el compañero ideal de las exquisitas 300B.

El amplificador en sí no necesitará casi cambios. La fuente de poder tiene valores tentativos, que serán ajustados en la práctica, cuando tengamos a mano los componentes reales.

Comencemos por la etapa de salida y, luego, por las válvulas amplificadoras de tensión:





Las válvulas 6CG7 tienen un blindaje interno muy visible entre las dos placas. Algunas 6FQ7, idénticas eléctricamente, vienen marcadas como 6CG7, pero no tienen el blindaje interno. Una 6CG7 de buena marca no tiene nada que envidiarle a una 5692 "red base premium". Las precauciones extras tomadas en las 5692 contra microfonismos sobran en una válvula más pequeña, si está bien construida. El menor tamaño minimiza los riesgos de vibraciones mecánicas. De por sí, el transformador de salida y las 300B son carísimos (y bien valen lo que cuestan)por eso no aconsejo gastar en dos 12AX7 -puestas cada una en paralelo- para reemplazar a la 6SL7. Con cuatro 6AV6 lograremos lo mismo a mucho menor precio. Dos tríodos en paralelo darán 2,4 mA en lugar de los 2,3 mA que tiene la 6SL7, la ganancia será de 100 en lugar de 70 y la resistencia de placa estará cercana a los 31.000 ohms, en lugar de los 44.000 que presenta la 6SL7. Lo demás igual.

Las 300B requieren de una excitación de 135 V pico a pico y el amplificador de tensión da cómodamente 140 V.

No hay realimentación negativa. Casi toda la distorsión será de segunda armónica y debería cancelarse en el transformador de salida. Esta es la ventaja suprema de los tríodos.

Veamos la fuente y el regulador:




Los capacitores deberían ser Solen o Wima, para mejor sonido.

Aunque la tensión de placas de los tríodos de salida no es alta, quizá resulte adecuado colocar una llave de encendido rotativa de dos pasos. El primer punto habilitaría a los filamentos y las fuentes de 300 V y -150 V y el segundo a la de 350 V en placas. Con unos 20 segudos de paciencia sería suficiente y no complicaríamos la fuente con timers y relevadores.

Si alguien construye este equipo y todo sale como en el papel, espero que nos avise varias cosas: primero, dónde consiguió al bobinador capaz de estar a la altura de las 300B; segundo, los ajustes que debió hacer y las prestaciones reales y, tercero, -si es posible- el secreto de dónde sacar tanta guita para comprar los costosos elementos. Por favor, sea generoso, que hay muchos que nunca podrán disfrutar de un buen equipo con 300B aunque trabajen de Sol a Sol.

Buena suerte.

Preamplificador para curvas de grabación antiguas.

Este preamplificador fue diseñado por P. W. St. George y B. B. Drisko y publicado en Audio Engineering de marzo de 1949. Comprende un sistema de cuatro puntos para corrección de graves y cinco para la corrección de las frecuencias agudas.

Está preparado para responder a una cápsula monofónica de reluctancia variable, como pueden ser las fabricadas por Pickering y General Electric en ese tiempo. Estas cápsulas son muy difíciles de conseguir hoy día, pero resultan ideales para la grabación previa de viejos discos de pasta de 78 r.p.m., para luego proceder al filtrado de ruidos. Utilizan púas esféricas del tamaño adecuado a los surcos de entonces y trabajan con pesos mayores a las cápsulas modernas, que en esta función harán demasiado ruido.

Las válvulas deben ser metálicas. La 6J7 tiene más protección contra ruidos que la 6SJ7, por lo que es conveniente en la primera etapa.

Es preferible alimentar los filamentos con tensión continua regulada y estabilizada, hoy contamos con reguladores ajustables que brindan 1 amperio ó 1,5 amperio, suficiente para este fin. La fuente de 300 V puede regularse con un MC1466L, como se mostró en el amplificador de 200 W RMS con cuatro 6550. Cambian el capacitor de salida y el resistor limitador, de acuerdo a lo establecido en la hoja de características del integrado (33 ohms y 1 uF 0,82 uF son suficientes, para 10 veces menos corriente máxima de salida).

Sencillo amplificador para experimentación.

Se trata de cargar un pentodo de corte neto con una resistencia elevada. Se logran grandes excursiones de señal para las tensiones involucradas, pero una pobre respuesta de frecuencias altas en el espectro de audio.

Esto se soluciona colocando en serie un inductor de algunos milihenrios. Es un circuito muy barato para experimentar con amplificadores de tensión en condiciones especiales de trabajo.

No es nada extraordinario, pero insisto que el resultado mejora muy sensiblemente con un buen transformador de salida. Asimismo es posible extender la respuesta abriendo el electrolítico con un MKP y desacoplando muy bien la fuente de alimentación.

Otro amplificador con válvulas de TV y radio (6EM5-6BQ5-6CM6-6AV6).

Según la válvula que elija, el transformador de salida puede tener desde 6.600 ohms placa a placa hasta 10.000 ohms. Las derivaciones óptimas del ultralineal dependen de la válvula de salida, pero cualquiera funciona, solo que no con el máximo rendimiento.

La válvula 6CM6 va con el mismo conexionado que la 6EM5. Hay ligeras diferencias, pero funcionará cualquiera de ellas sin cambios. Un ajuste a lo mejor para cada caso lo que haría es mejorar las prestaciones (máxima potencia, menor distorsión, etc.)

Los dos resistores de 10 ohms son de 1 W y los dos de 1.500 ohms de 5W. Por supuesto, es mejor cambiar las dos 6AV6 por una 12AX7 o B759, si el presupuesto lo permite.

Cálculo de un regulador paralelo con un diodo zener.

La imagen muestra el regulador más sencillo que se puede construir y los valores que entran en juego. Lo que se busca es que el zener absorba las variaciones de la corriente de carga de tal forma que sobre el resistor serie haya una corriente constante. Esto garantiza una caída de tensión constante en el resistor; hecho que no protege a la carga de las variaciones de origen externo de la tensión de la fuente. Se dice que regula, pero no estabiliza.

El cálculo es bastante simple y el único factor desconocido, en principio, es la resistencia interna de la fuente. Esta resistencia es el valor de un resistor serie equivalente que da cuenta de las variaciones de tensión de la fuente ante las variaciones de carga, una manera simplificada de ver la realidad. Por ejemplo, en un circuito rectificador de onda completa con filtro capacitivo, en ausencia de corriente de carga el capacitor se verá cargado con la tensión pico, menos la caída en los diodos. Permanecerá así mientras no haya consumo. Al consumir, sale corriente del capacitor y su tensión termina cayendo. Recién cuando el valor instantáneo de la tensión alterna es mayor a la tensión de carga del capacitor en ese momento, el o los diodos conducirán, recargando el capacitor. También la corriente de carga variable hará que las resistencias de los bobinados -que no son ideales- entren en juego y así otros factores. Todo eso se resume colocando un resistor imaginario que cause el efecto observado.

El cálculo se resume en una fórmula, que se reproduce a continuación:



¿Cómo hacemos para averiguar el valor de la resistencia interna de la fuente? Bien, colocando en la fuente real dos resistores de carga de valores conocidos y midiendo las tensiones que entrega la fuente en esos resistores. Supongamos que un resistor es diez veces el valor del otro, para hacer más fáciles los cálculos. Las tesiones sobre cada resistor no serán las mismas. Si llamamos R1 a un resistor y R2 al otro, obtendremos una tensión E1 sobre el primero y otra E2 sobre el segundo. Conocemos estos valores por haberlos medido. En cada caso, habrá un resistor serie equivalente que da cuenta de la variación. Suponemos que hay una tensión fija que entrega la fuente y que la variación surge de un divisor resistivo formado por el resistor serie de la resistencia interna de la fuente y el resisor que pusimos en la carga, en cada caso:



Tenemos una "idea" de cuánto mide la tensión del generador, pero no la conocemos del todo. No obstante, es la misma en ambos casos y, entonces, podemos igualar las dos expresiones despejando Eg en los dos casos. Como dos cosas iguales a una tercera son iguales entre sí, podemos igualar las dos expresiones y buscar la manera de despejar la única incógnita que queda: la resistencia interna Ri.





La expresión encerrada entre barras indica que tomamos un valor positivo, mayor que cero, independientemente del signo que resulte de los cálculos. Si no, deberíamos preocuparnos por hacer las cuentas colocando al valor mayor en el sustraendo.

Ya tenemos todo lo necesario para determinar el mejor valor para Rs.

Amplificador de 15 W RMS con válvulas de TV (6U8/ECF82-6AN8-6GH8).

Lo único realmente costoso de este amplificador son los transformadores, especialmente el de salida. La calidad de un amplificador a válvulas depende mayoritariamente de las cualidades de su transformador de salida. Todo el proyecto gira en torno a él. Una vez obtenido éste, las válvulas, los capacitores y los resistores también influyen, pero son problemas a posteriori.

En el esquema está todo indicado. Ya resulta redundante a esta altura hablar del apareamiento de los dos resistores conectados a las pantallas de los pentodos de salida, las dos resistencias de grillas en el par de salida y las dos resistencias de carga en el inversor, indicados como 15 K ohms 2 W 5%, cualquier mejora en su igualación será beneficiosa.

La polarización negativa de las grillas del par de salida se ajusta a -25 V con el potenciómetro de 10 K ohms. La tensión final depende del valor real del capacitor de 0,022 uF. El circuito tiene el defecto de no poder ajustar las corrientes de reposo de las válvulas. Si se opta por modificar esto como se ilustra más adelante, ese potenciómetro se cambia por un resistor fijo de 15 K ohms 1 W y con cada potenciómetro en el circuito de grillas se lleva la grilla correspondiente a - 25 V y luego se constata la igualdad de corrientes, haciendo los ajustes pertinentes. El par de salida debería estar apareado por transconductancias y por corrientes de reposo, por lo menos. Para medir las corrientes de manera cómoda y sin modificar nada al momento de la medición, es conveniente colocar dos resistores idénticos de unos 100 ohms en cada placa, puenteados con llaves cortocircuitantes. La medición se hace, entonces, abriendo las llaves y midiendo caídas de tensiones iguales.

No hay regulación en las pantallas; sería deseable regular para obtener lo máximo de los pentodos, pero el costo de la regulación es alto para un amplificador de 15 W. Si puede hacer el gasto y no le interesa la relación costo/potencia, adelante.

Otro detalle que aumenta la calidad del sonido es cambiar los electrolíticos de + B por capacitores de papel al aceite o, eventualmente, MKP. Lo más probable es que consiga unidades de 10 uF 600 V, por lo que necesitará dieciocho capacitores donde antes había tres. Además, son mucho más caros.

Los capacitores de 3,3 pF y de 100 pF están especificados como disco de cerámica, 500 V NPO. También podrían ser de mica-plata o styroflex y es preferible que su tolerancia sea pequeña (5% o mejor). El resistor de realimentación también es deseable que tenga un valor preciso: 18K2 1% es recomendable. Acompaña el resistor de cátodo, que será de  1K21 1%.

Si se animó a gastar en todo lo anterior, las resistencias de la marca Rodenstein son ideales, pero caras y muy difíciles de conseguir. Sofcor da un sonido un poco más brillante pero no estridente como el que producen otros resistores de película metálica o de óxido metálico.

En lugar de la 6U8/ECF82 puede colocarse una 6GH8. También es compatible la 6AN8, pero cambian las conexiones en el zócalo.

Un par de válvulas 6CM6 también puede trabajar en lugar de las 6EM5, aunque son un poco menos robustas. Las 6EM5 tienen menos ganancia que las 6BQ5, por lo que la potencia indicada de 15W RMS es estimativa. Habrá que ver si es necesaria más tensión en la entrada y vigilar los comportamientos del amplificador de tensión y el inversor de fase o conformarse con algo menos de potencia.


A continuación se ilustra la manera de modificar el circuito para poder ajustar la corriente de reposo de cada válvula de salida:



Si se usa para audio, una versión estéreo utiliza un transformador de alimentación más potente y duplica las rectificadoras y sus componentes asociados. Esto permite una mejor diafonía o separación entre canales. Con el preamplificador adecuado, una versión monoaural sirve para amplificador de guitarra eléctrica. En este último es demasiado gastar en capacitores al aceite y no es necesaria la regulación en pantallas.