Preamplificador RIAA de calidad

Estamos ante un preamplificador de calidad, diseñado por James Bongiorno, un peso pesado en el mundo de los equipos de audio, un personaje de leyenda. Fue publicado en Buenos Aires por la revista Radio Práctica, cuando tenía el formato de un periódico.

Sus especificaciones técnicas:

* Ganancia: 60 dB a 20 Hz; 42 dB a 1 kHz; 23 dB a 20 kHz. Dentro de más o menos 0,5 dB respecto de la curva RIAA.
* Sensibilidad: 0,8 mV eficaz para 100 mV de salida.
* Ruidos: 0,7 uV en todo el ancho de banda RIAA, referido a la entrada. (63 dB debajo de 1 mv; -83 dB respecto de 10 mV)
* Salida máxima antes del corte: 12 V eficaces, desde 20 Hz a 20 kHz.
* Sobrecarga de entrada: 13 mV a 20 Hz; 100 mV a 1 kHz; 830 mV a 20 kHz.
* Deformación: no medible a 1 V de salida, apenas perceptible hasta 4 V. Aumentando gradualmente hasta 0,1% a 12 V de salida y 0,2% en el corte.

LISTA DE MATERIALES

Componentes comunes a ambos canales.

C10: 68 uF, 63 V, 10%.
D1, D2: 1N914.
R18: 43K 5%.
S1: Llave de dos polos, dos vías. (O bien dos polos dos posiciones, o inversora doble)

Componentes de cada canal.

C1, C4: 22 uF, 63 V, 10%.
C2: 56 pF, 5%.
C3: 33 pF, 5%.
C5: 0,47 uF, 100 V, 10%.
C6: 330 pF, 5%.
C7: 5.600 pF, 2%.
C8: 1.650 pF (1.500 y 150 en paralelo), 2%.
C9: 47 pF, 2% ó 5%.
Q1, Q3: 2N4250 (no use reemplazo).
Q2: 2N5089 (no use reemplazo)
R1, R14, R16: 47.000 ohmnios, 1%.
R2, R3: 390 ohmnios, 5%.
R4: 1.000.000 ohmnios, 5%.
R5: 62.000 ohmnios, 5%.
R6: seleccionado (ver texto).
R7: 22.000 ohmnios, 5%.
R8, R17: 470 ohmnios, 2%.
R9: 681.000 ohmnios, 1%.
R10: 3.900 ohmnios, 5%.
R11: 2.700 ohmnios, 5%.
R12: 1.000 ohmnios, 5%.
R13: 2.200.000 ohmnios, 1%.
R15: 2.200 ohmnios, 1%.

Todos los resistores de 0,5 W. Los componentes simétricos en ambos canales conviene que sean apareados.

Componentes de la fuente de alimentación.

C11: 500 uF, 70V.
C12: 10 uF, 16 V.
C13: 10 uF, 35 V.
C14: 1.000 uF, 50 V.
D3 a D6: 1N2070 (o reemplazo).
D7: 16 V 1 W 2%, zener.
NE1: neón de 220 V.
Q4: 2N5087.
Q5: 2N3053 en disipador.
R19: 430 ohmnios, 2W, 5%.
R20: 2.000 ohmnios, 5%.
R21, R24: 2.700 ohmnios, 5%.
R22, R26: 100.000 ohmnios.
R23: 6.200 ohmnios, valor ajustable (ver texto).
R25: 220 ohmnios, 5%.
T1: transformador blindado, 50 V, 100 mA.

Ajustes:

Una vez armadas ambas plaquetas, ponemos primero en marcha la fuente de alimentación. Una vez conectada, medimos que haya cerca de -47 V en el punto de prueba. Dejamos que se estabilice térmicamente unos diez o quince minutos y volvemos a medir. Si la tensión es algo mayor, conectaremos en paralelo con R23 una resistencia de entre 40.000 ohmnios y 60.000 ohmnios, buscando medir exactamente -47 V. También es bueno controlar que el nivel de ruido no supere los 200 microvoltios. Puede medirse con un milivoltímetro sensible o con un osciloscopio. Dado que el preamplificador tiene una ganancia de 60 dB a 50 Hz, es fundamental que el zumbido y el ruido estén por debajo de este valor. ¿Por qué no puso Bongiorno un preset de 100 K en la fuente? Probablemente para no introducir ruidos. Si quiere, puede ensayar un preset de cermet de diez vueltas y verificar que el ruido está dentro de lo permitido.

En todo taller de electrónica debería haber un cartel enorme que dijera: "NO LE HAGA FAVORES AL EQUIPO". Es que modificar un diseño no es algo que haya que tomar a la ligera. Usted recibe, por ejemplo, un amplificador con un control de agudos simple: un capacitor y un potenciómetro en serie. ¡Vamos a ponerle un control de tonos tipo Baxandall! Lo hace y el equipo pierde potencia. Claro, el refuerzo en agudos y graves es a costa de una pérdida en las frecuencias medias. ¡Una etapa amplificadora más! Sí, pero si está realimentado es más que seguro que lo transformará en una sirena de bomberos. ¿Recalcular todo el lazo de realimentación? Pero los argentinos somos transgresores y muy amigos de reinventar lo que otros descubren de manera de hacerlo más barato e igual o mejor. Cada quien es cada cual y todos tenemos algún defecto, ¡qué va a hacerle! (O alguna virtud, depende del resultado [*]) Si quiere jugar a ser James Bongiorno, puede ensayar una mejora en la estabilidad térmica de la fuente colocando dos diodos zener en serie en vez de uno. Sucede que los diodos de menos de 6 V tienen una deriva térmica opuesta a los de más de 6V. Entonces, 3,9 V + 12 V ó 5,1 V y 11 V pueden ser más estables que un solo zener; más próximos a un diodo de referencia.

Cuando la fuente está lista, preparamos la plaqueta del preamplificador. Soldamos provisoriamente dos resistores de 68.000 ohmnios en los lugares de R6 en cada canal. Conectamos el terminal de masa de la fuente al terminal B de la plaqueta y la salida de -43 V al terminal C. Medimos que estén los -43 V y dejamos unos cuantos minutos para que se estabilicen las tensiones. En cada canal, en el punto de unión de C5 y R11 debe medirse -21,5 V. Si no es así, habrá que llevarlo a ese valor de tensión colocando un resistor en paralelo con el provisorio de 68.000 ohmnios o, eventualmente, uno mayor, hasta 80K (el ajuste ocurre con algún valor de resistencia entre 50.000 y 80.000 ohmnios). Cuando se ajuste un canal, deberá controlarse el otro, porque tienen cierta interacción. Una vez logrado el ajuste, hay que desconectar la alimentación, dejar enfriar y medir cada conjunto; para reemplazarlo por una única resistencia del mismo valor. Quizás sea posible trabajar algo menos poniendo dos presets de 10 vueltas (100K). No es posible dejarlos debido al ruido.

Cuando está terminada la puesta en marcha, procedemos al montaje en el chasis. La conexión entre la masa de la fuente y el terminal B de la plaqueta debe ser eliminada. El terminal positivo de la fuente se suelda a chasis en el punto en que está a chasis el conector de entrada. Desde ahí se alimenta la masa de la plaqueta.

Cuando use este preamplificador con otros equipos de audio, constate que todos los cables de alimentación están en fase, para minimizar el zumbido.

La plaqueta de la fuente de alimentación no requiere una distribución de componentes estudiada. La del preamplificador es crítica. En poco tiempo subiré un dibujo de esta plaqueta y de la ubicación de los componentes.

Esta plaqueta mide 98 mm por 94 mm entre las marcas. El dibujo fue copiado con un scanner de un original defectuoso, muy deteriorado. La corrección fue realizada con el programa ACDSee, punto por punto; pero es muy difícil reconstruir líneas curvadas en forma manual, sobre todo con gran aumento. Es más una guía que una matriz para imprimir impresos.

[*] "Los mismos delitos encuentran acaso destino distinto: éste queda convertido en rey, y a aquel lo ahorcan."
Lorenzo Pignotti (1739 - 1812)


This is a quality preamp, designed by James Bongiorno, a heavyweight in the world of audio equipment, a legendary figure. It was published in Buenos Aires by the magazine Practical Radio when it was a newspaper format.

Its technical specifications:

* Gain: 60 dB at 20 Hz, 42 dB at 1 kHz, 23 dB at 20 kHz. Within plus or minus 0.5 dB with respect to the RIAA curve.
Sensitivity: 0.8 mV for 100 mV effective output.
* Noise: 0.7 uV across the bandwidth RIAA, referred to input. (63 dB below 1 mV ; -83 dB respect 10 mV)
* Maximum output before the cut: 12 V rms, 20 Hz to 20 kHz.
* Input Overload: 13 mV at 20 Hz, 100 mV at 1 kHz, 830 mV at 20 kHz.
* Deformation: not measurable at 1 V output, barely perceptible to 4 V. Gradually increasing to 0.1% at 12 V output and 0.2% in the cut.

LIST OF MATERIALS

Components common to both channels.

C10: 68 uF, 63 V, 10%.
D1, D2: 1N914.
R18: 43K 5%.
S1: Key two-pole, two-way. (Or two poles two positions, or double inverter)

Components of each channel.

C1, C4: 22 uF, 63 V, 10%.
C2: 56 pF, 5%.
C3: 33 pF, 5%.
C5: 0.47 uF, 100 V, 10%.
C6: 330 pF, 5%.
C7: 5,600 pF, 2%.
C8: 1,650 pF (1,500 and 150 in parallel), 2%.
C9: 47 pF, 2% or 5%.
Q1, Q3: 2N4250 (don't use replacement).
Q2: 2N5089 (don't use replacement)
R1, R14, R16: 47,000 ohms, 1%.
R2, R3: 390 ohm, 5%.
R4: 1,000,000 ohms, 5%.
R5: 62,000 ohms, 5%.
R6: selected (see text).
R7: 22,000 ohms, 5%.
R8, R17, 470 ohm, 2%.
R9, 681,000 ohms, 1%.
R10: 3,900 ohms, 5%.
R11: 2,700 ohms, 5%.
R12: 1,000 ohms, 5%.
R13: 2,200,000 ohms, 1%.
R15: 2,200 ohms, 1%.

All resistors of 0.5 W. Symmetrical components in both channels should be matched.

Components of the power supply.

C11: 500 uF, 70V.
C12: 10 uF, 16 V.
C13: 10 uF, 35 V.
C14: 1,000 uF, 50 V.
D3 to D6: 1N2070 (or replacement).
D7: 16 V 1 W 2%, Zener.
NE1: Neon 220 V.
Q4: 2N5087.
Q5: 2N3053 in heatsink.
R19: 430 Ohm, 2W, 5%.
R20: 2,000 ohms, 5%.
R21, R24: 2,700 ohms, 5%.
R22, R26: 100,000 ohms.
R23: 6,200 ohms, adjustable value (see text).
R25: 220 Ohm, 5%.
T1: shielded transformer, 50 V, 100 mA.

settings:

Once assembled both boards, we first start the power supply. Once connected, you have measured about -47 V in the test point. We leave it to thermally stabilize for about ten or fifteen minutes and re-measured. If the voltage is somewhat higher, R23 connected in parallel with a resistance between 40,000 ohms and 60,000 ohms, seeking to measure exactly -47 V. It is also good to check that the noise level does not exceed 200 microvolts. Can be measured with a sensitive millivoltmeter or an oscilloscope. Since the preamplifier has a gain of 60 dB at 50 Hz, is essential that the hum and noise are below this value. Why Bongiorno don't put a 100 K preset at the source? Probably not to introduce noise. You may want to try a ten laps cermet preset and verify that the noise is within the allowed.

In any electronics workshop should have a big sign that read: "DO NOT DO FAVORS TO EQUIPMENT". To modify a design is not something to be taken lightly. You get, for example, an amplifier with a simple treble control, a capacitor and a potentiometer in series.Let's put a Baxandall type tone control! You do and the equipment loses power. Sure, the bass and treble reinforcement is at the expense of a loss in the midrange.An amplifier stage more! Yes, but if feedback is more than likely that will transform it into a fire siren. ¿Recalculate the entire feedback loop? But Argentines are transgressors and close friends of reinvent what others find so as to make it cheaper and equal or better. Each one is which and we all have something wrong, who can help it ! (Or any virtue, depends on the result [*]) If you want to play to be James Bongiorno, you can try an improvement in thermal stability of the source by placing two zener diodes in series instead of one. It happens that the diodes of less than 6 V have an opposed thermal drift to zener diodes of more than 6V. Then, 3.9 V + 12 V or 5.1 V and 11 V may be more stable than a single zener, more close to a reference diode.

When the source is ready, prepare the board of the preamplifier. Temporarily solder two resistors of 68,000 ohms in places of R6 in each channel. Connect the ground terminal of the source to terminal B of the board and -43 V output to the terminal C. We measured that are the -43 V and let a few minutes to stabilize tensions. For each channel, at the junction of C5 and R11 should be measured -21.5 V. If not, we must take it to the voltage value by placing a resistor in parallel with the provisory of 68,000 ohms or, possibly, a higher, up to 80K (the adjustment occurs with a resistance value between 50,000 and 80,000 ohms). When setting a channel, you must control the other, because they have some interaction. Once the fit, disconnect the power, cool and measure each set, to be replaced by a single resistor of equal value. It may be possible to work a little less putting two 10-lap presets (100K). You can not leave due to noise.

When implementation is complete, proceed to the assembly in the chassis. The connection between the mass of the source and the terminal B of the board should be removed. The positive terminal of the power is welded to the point where the input connector is put on the chassis. From there it feeds the mass of the plate.

When using this preamp with other audio equipment, finds that all power cables are in phase, to minimize hum.

The board of the power supply does not require a studied distribution of components. The preamplifier is critical. Soon I will go up a picture of this board and the location of the components.


[*] "The same crimes are perhaps different destination: One person is made king, and the other was hanged."
Lorenzo Pignotti (1739 - 1812)

POLÍTICO = HIJO DEL DIABLO

Acepto que con respecto a la publicidad en el blog ustedes lleven la parte del león. No me quejo por eso. Después de dibujar y traer a más de 24.000 personas al sitio no llego a tener 1,50 dólar a favor. Son las reglas del juego. Tampoco pago nada por estar en él y nadie me obligó a dibujar y escribir gratis.

Pero configuré la publicidad para que no incluyera propaganda política. Tuve que soportar la campaña -pensando que ya estaba contratada antes de mi objeción- pero ahora, y pese a que les envié un correo electrónico al respecto, sigo viendo institucionales del gobierno argentino. Eso es propaganda política, aquí y en la China. Por lo menos, no me falten el respeto, que no hice más que dar.

"5 De modo que lo llevó hacia arriba y le mostró todos los reinos de la tierra habitada en un instante de tiempo; 6 y el Diablo le dijo: «Te daré toda esta autoridad y la gloria de ellos, porque a mí me ha sido entregada, y a quien yo quiera se la doy. 7 Por eso, si tú haces un acto de adoración delante de mí, todo será tuyo». 8 Respondiendo, Jesús le dijo: «Está escrito: 'Es a Jehová tu Dios a quien tienes que adorar, y solo a él a quien tienes que rendir servicio sagrado'»."

(Tentación de Jesús por Satanás el Diablo; Evangelio de Lucas, capítulo 4, versículos 5 al 8, Traducción del Nuevo Mundo)

EL ENTERO SISTEMA POLÍTICO DEL MUNDO ES DEMONÍACO Y SUS FUNCIONARIOS SON ENERGÚMENOS. SÍ, ENTENDIÓ BIEN, "POSEÍDOS POR EL DIABLO", SUS HIJOS ESPIRITUALES.

A ver si ahora quieren poner propaganda política en el blog.

Etapa de potencia sin transformador de salida.

Philips desarrolló una configuración de potencia valvular sin transformador de salida.

Los primeros ensayos fueron realizados en radio-receptores, como muestra el siguiente ejemplo:

Las resistencias de placas de estas válvulas eran suficientemente altas como para forzar el uso de un parlante con bobina de 800 a 1.000 ohmnios. Estos parlantes fueron algo costosos, porque el alambre con el que estaban bobinados era muy fino y difícil de manejar.

Posteriormente se vio la necesidad de diseñar un pentodo de salida capaz de funcionar con muy bajas tensiones. Así apareció el tipo EL86. La resistencia de placa siguió alta y la impedancia del parlante no varió. El esquema que sigue brinda 4,8 W RMS sobre esos parlantes. También hubo algunos combinados de 10 W RMS.

Mucho más tarde se pensó en usar tríodos de muy baja resistencia de placa como, por ejemplo, 6080WA, CK6336GA ó 6C33-B. El último tipo es una válvula rusa que contiene dos tríodos capaces de entregar juntos 600 mA, por lo que se la ve en amplificadores diferenciales con fuente partida y acoplados a la carga en continua. Con varias de estas válvulas en paralelo es posible usar parlantes de 8 ohmnios. Sin embargo, algunos audiófilos muy respetados no hablan muy bien de su calidad sonora. Ninguna de estas válvulas fue diseñada para audio, sino que se las usaba en fuentes reguladas de paso serie. Algunas de ellas eran de construcción muy robusta, probadas con aceleraciones de 750 gravedades; por lo general de alta corriente (para una válvula), bajo mu (2 - 3) y alta transconductancia.

Nunca hice pruebas y no tengo opinión formada, aunque la trayectoria de algunas personas me predispone a creerles cuando prefieren el sonido obtenido con el clásico transformador. Es que el transformador de un circuito simétrico de salida cancela los armónicos pares. Aquí no hay transformador y, por lo tanto, eso no ocurre. Bajar la distorsión mediante un lazo de realimentación negativa es una ilusión, solo real en el laboratorio y con régimen senoidal; en la práctica, con sonidos musicales, es peor el remedio que la enfermedad.

Solamente escuché el sonido de algunos televisores, correcto para un receptor. Supe de combinados (1), pero ninguno llegó a mi taller.

(1) Por combinado en mi país se entiende un único mueble apoyado en el piso en el que hay una bandeja giradiscos, un amplificador de audio, un preamplificador y una radio, que puede ser de AM en bandas de broadcasting de ondas medias y cortas o AM y FM. El Mueble incluye un espacio para los parlantes.

Probador de aislación dieléctrica, barato y sencillo.

Este es un eficiente, sencillo y barato probador de capacitores. Lo que hace es cargarlos con una tensión continua y una lamparita de neón se encarga de encender en los ciclos de carga y descarga. La duración del encendido depende directamente del valor del capacitor. Cuanto más microfaradios mida, tanto más durará el encendido de la lámpara.

Es apto para medir la integridad del dieléctrico de capacitores con aislaciones nominales de 200 V hasta 630 V. No sirve para capacitores electrolíticos, el neón siempre marcará la corriente de fuga. La medida no es cuantitativa, sino cualitativa. Uno ve si hay pérdidas pero no puede darle un valor más que relativo. Si la lámpara enciende con mayor intensidad, la pérdida de aislación es mayor.

Deberíamos usar una ficha polarizada para conectar siempre el neutro a la masa del circuito. No obstante, algunas veces los tomacorrientes no están debidamente cableados. Si tocamos el cocodrilo negro y el neón enciende, deberemos invertir las conexiones de la ficha. No es solamente por seguridad, sino que si el neón enciende al tocar el cocodrilo negro, la medida no será correcta. El circuito no ofrece peligro en condiciones normales, pues siempre hay una resistencia de valor elevado en serie con cualquiera de las puntas.

¿Qué quiero decir con condiciones normales? A nivel de piel, una persona que no use marcapasos y que no juegue con partes sensibles del cuerpo, como la boca, por ejemplo. La corriente mínima que produce fibrilación y muerte por paro cardiaco es de 80 mA en las personas más sensibles. Por encima de los 200 mA no se produce fibrilación y los daños son por quemaduras. Con las tensiones presentes en este circuito no se llega al mínimo de 80 mA ni en cortocircuito.

Pero... Siempre hay un pero. Un capacitor es un recipiente que se llena de energía. Imagine que el resistor que limita la corriente es análogo a un grifo con pérdidas, que gotea. Si coloca un balde, que hace las veces de un capacitor, tarde o temprano se llenará. El agua en el balde es la electricidad acumulada en el capacitor. El capacitor cargado no tiene resistores que limiten su corriente en caso de tocar accidentalmente ambos terminales. Según su capacidad, es posible que sea capaz de entregar corrientes peligrosas. Sea prudente y descargue siempre el capacitor dejando la llave en "descarga". El neón tiene una tensión de disparo. Que la lámpara se apague no significa que hay una tensión nula entre las armaduras del capacitor, pero casi seguramente no tendrá entidad como para hacer daño.

Para probar viejos capacitores en radios y equipos amplificadores de audio es muy útil. Levante uno de los terminales para evitar que el neón marque en falso por algún retorno. Cualquier encendido posterior al de carga (con la llave fija en "carga"), sea este intermitente o continuo, indica pérdida de aislación. Esto significa que en funcionamiento habrá una tensión indebida en el extremo que se pretende aislar, causando diversos inconvenientes, como distorsión, calentamiento de placa, etc.

En radios, por lo general, excepto en los circuitos sintonizados, una variación del 30% del valor nominal es tolerable. Bastará, entonces, con medir si no hay pérdidas en el dieléctrico. En audio, en cambio, puede llegar a ser necesario completar la prueba con un capacímetro que nos brinde, además, el valor en microfaradios o en unidades menores.

Amplificador de 40W RMS con ECF80 y 6DQ6A.

La válvula 6DQ6 es muy poco conocida en el mundo del sonido. Solamente tengo noticias de algunos amplificadores alemanes, australianos y argentinos que las usaban.

No es una válvula para despreciar. La 6DQ6 es la versión de recepción de la robusta válvula de transmisión 6146. Con dos 6DQ6 estamos dentro de los 40W RMS, mientras que dos 6146 llegan a 100W RMS. Podríamos describir a ambas como dos hermanas gemelas idénticas, una de las cuales tuvo un entrenamiento olímpico intensivo y la otra no. No podemos exigirles lo mismo, pero son de la misma familia y su patrimonio genético es casi idéntico.

El equipo que se describe es un intento de lograr un amplificador de reproducción a partir de la salida de potencia de un amplificador para guitarra eléctrica. El circuito es muy simple y no necesita de mayores explicaciones. Podrán comparar la modificación con la versión original.

La fuente de alimentación es demasiado elemental como para un amplificador de reproducción. Para guitarra el interés principal es la potencia antes que la baja distorsión, el menor peso posible y un costo razonable. Una fuente para un amplificador de reproducción podría estar mejor filtrada, sería altamente deseable regular la tensión de las pantallas y hasta proveer una fuente regulada para la polarización negativa de las grillas de las válvulas de salida. Lo interesante es que podemos poner en marcha el equipo con poca inversión inicial y luego ir mejorándolo progresivamente.

En audio es común ver transformadores de salida con impedancias de 5 mil, 6 mil o 6.600 ohmnios placa a placa. Aquí tenemos nada más que 3.300 ohmnios y 370 V en placas. Quizás no sea la polarización con menor distorsión para estas válvulas, pero no descartaría a priori este amplificador.

Hay que ajustar las corrientes de reposo a 100 mA. En el amplificador mejorado se mide 10 V en cada resistor de placa. En la fuente elemental se ajusta mediante el valor del resistor de 18K ohmnios, quizás sea más cómodo colocar un pre-set de 22K. Para -80 V publiqué un circuito con regulación en este blog.

Nada impide llegar a los 80W con cuatro 6DQ6A (el transformador de poder debería entregar 300 mA); tampoco usar mayor impedancia y más tensión en placas.

La siguiente imagen muestra el amplificador con algunas mejoras:

Aquí, el original:

Esta es la fuente del equipo para guitarra eléctrica:

El amplificador de guitarra australiano en:

http://www.retrovox.com.au/40WPM116.pdf

Bootstrapping en etapa de salida de audio.

Bootstrapping es un término de dudosa traducción. Se lo utiliza con distintos significados en economía, informática y electrónica. En esta última no siempre para una misma función.

Los diseñadores buscan sacar el mayor rendimiento de un amplificador. Para eso la salida pico a pico debería ser igual a la tensión de fuente. Sin embargo, esto es un máximo teórico imposible de alcanzar.

En el primer circuito vemos un amplificador básico de salida complementaria. Los valores de R2, R3 y R4 son tales que en los emisores del par de salida la tensión en reposo es la mitad de la tensión de la fuente. El resistor R4 es la carga del transistor TDriver y los dos diodos están para evitar la distorsión de cruce en el par de salida.

El circuito funciona de forma que el transistor de salida TS1 conduce en el hemiciclo positivo de la señal presente en las bases del par de salida y el TS2 en el hemiciclo negativo. El capacitor C2 recibe corriente desde la fuente a través de TS1 y la cede a masa a través del transistor TS2.

Si pretendemos aprovechar al máximo la excursión pico a pico, suceden cosas que nos obligan a hacer ajustes. Supongamos, primero, que queremos llegar al máximo en el hemiciclo positivo de la señal de entrada. El pico positivo en la señal de entrada corresponde al valor mínimo de tensión con respecto a masa en la salida. Quisiéramos que fuera 0 V, pero, aunque la tensión de la base de TS2 fuera nula, el emisor de TS2 estaría 0,6 V más alto. De forma que el mínimo de la señal llegará a ese valor, a lo sumo.

Supongamos que la tensión de la fuente es de 12 V. De esta forma, el pico respecto de 6 V será de - 5,4 V. Ahora pensemos en la otra mitad de la señal, la que amplifica TS1. Si TDriver llega al corte, en el extremo de R4 que conecta el colector de TDriver y la base de TS1 podemos tener 12 V (despreciamos los diodos). Así, el emisor de TS1 debería estar 0,6 V por debajo de esa tensión. Pero, el transistor de salida TS1 no tiene ganancia de corriente infinita; todo lo contrario, es baja, bien finita. Como no podía ser de otra manera, TS1 toma una corriente de base importante, que provoca una caída de tensión significativa en R4. Si, por ejemplo, en esas condiciones hay una tensión de 10,5 V en la base de TS1, en su emisor habrá 9,9 V. O sea, respecto de 6 V tendremos 3,9 V. A partir de ahí, si le pedimos más, habrá recorte. El recorte será a partir de + 3,9 V y de - 5,4 V respecto de 6V. Si le exigimos el máximo al amplificador, el recorte no será simétrico.

Esto podría evitarse conectando R4 a una fuente de 15 V, pero encarece el equipo. De forma que los ingenieros se las arreglaron para obtener esa tensión de las que están presentes en el circuito.

Si reducimos R4 a la mitad e insertamos otra resistencia R5 = R4 en serie, conectando un capacitor C4 entre ellas y el punto de salida, éste se cargará con 3 V. Si este capacitor es de un valor tal que no se descargue ante las variaciones rápidas del punto de salida, siempre su borne positivo suministrará sobre R4 una tensión 3 V por encima de la que hay en la salida. De esta forma permite que la base de Ts1 tenga la tensión necesaria para que el recorte sea parejo.

Esto no es otra cosa que una realimentación positiva, que hace lo contrario que una realimentación negativa. Producirá inestabilidad, aumento de ruido y distorsión; especialmente fuera del régimen senoidal.

Vemos el circuito modificado en la siguiente imagen.

Pero el ahorro no es completo, tenemos un capacitor más que antes. Para evitar C4, se conecta el parlante o altavoz a la fuente, C2 es invertido, para respetar la polaridad, y R4 se alimenta desde la unión de C2 y el altavoz.

El siguiente circuito nos muestra valores prácticos para una salida de 250 mW sobre 8 ohmnios, como podría ser el amplificador de audio en una radio. El driver toma la alimentación de la salida, con el propósito de aumentar la estabilidad.

Este circuito tiene dos inconvenientes inmediatos:
* Circula corriente continua por el parlante.
* Si se desconecta el parlante cambia la polarización del par de salida.

Actualmente los equipos de estado sólido de calidad están acoplados en continua y son diferenciales de entrada a salida. Tienen al menos dos fuentes de alimentación y la menor realimentación negativa posible.

¿Por qué suena mejor mi amplificador a válvulas?

En la red suelen encontrarse comentarios acerca de cuál es la razón por la que un equipo valvular de calidad suena mejor que otro de estado sólido de mejores prestaciones en laboratorio.

El más frecuente, en mis búsquedas, al menos, es: "las válvulas son menos lineales que los transistores, pero su distorsión es más agradable que la de los transistores". Probablemente se refieran a la distorsión armónica. Algunos llegan a decir que, cuando las válvulas llegan al punto de saturación, sus productos armónicos son mayoritariamente pares y esto es agradable porque completan una y dos octavas, un sonido armónico musicalmente. Generalmente no son audiófilos sino músicos. Un audiófilo jamás llegaría a escuchar una reproducción saturada; el guitarrista de rock sí. Las guitarras en el rock trabajan muy próximas a la saturación o sobre ella.

El análisis clásico de los amplificadores siempre se hizo en torno a la distorsión armónica y a la distorsión por intermodulación. Si colocamos una señal senoidal de audio de frecuencia única en la entrada del equipo, a la salida tenemos esa señal deformada. El análisis de Fourier muestra que resulta la suma de la frecuencia original más otras señales senoidales de menor amplitud inexistentes en la entrada. Estas son de frecuencias iguales al doble, triplo, cuádruplo, etc. de la señal original. En concordancia con la teoría musical, se denominan segunda armónica, tercera armónica, y así sucesivamente. En efecto, las armónicas pares suelen sonar bien, pues cada vez que se duplica una frecuencia se completa una octava; mientras que con las armónicas impares se obtienen sonidos disonantes. La sexta armónica puede ser una excepción.

La distorsión por intermodulación es bastante más molesta y consiste en un heterodinaje entre dos frecuencias senoidales presentes en la entrada en amplitudes diferentes. Esto produce dos frecuencias inexistentes en la señal, iguales a la suma y a la diferencia entre ambas notas.

Ambas distorsiones ocurren debido a que la curva de transferencia no es una recta. Si tratamos de describir esa curva matemáticamente, la aproximaremos mediante un polinomio de un cierto grado, por ejemplo: de quinto grado. Existe una correspondencia bastante estrecha entre los términos de quinto grado, cuarto grado, tercer grado, con los productos armónicos del mismo grado, de manera que se admite que estos términos son los responsables de la aparición de los productos espurios.

La distorsión por intermodulación ocurre con señales de diferentes amplitudes. En la distorsión armónica la frecuencia medida es única. Si hay varias, tienen amplitudes parecidas y trabajan sobre un mismo punto o entorno de la curva característica. En la intermodulación, en cambio, dos frecuencias tienen amplitudes muy diferentes y actúan en lugares distintos de la curva.

La diferencia de curvatura provoca el efecto. Este defecto, completamente indeseable en audio, resulta en una ventaja en los receptores de radio que la aprovechan: los receptores súperheterodinos.

Estas medidas clásicas para determinar la calidad de un amplificador son estáticas. Trabajamos con señales repetitivas de variación lenta, de frentes no abruptos y muy alejados de lo que es una señal musical real. Cuando se pudo comparar el sonido valvular de calidad (digo calidad, porque hay equipos valvulares de comportamiento desastroso) con equipos de estado sólido que tenían diez o cien veces menos distorsión armónica, era evidente que los últimos sonaban peor y nadie era capaz de explicar por qué.

Recién en la útima mitad del Siglo XX se encontró la causa: una distorsión no medida y que recibió el nombre de distorsión por intermodulación transitoria (en inglés: "Transient Intermmodulation Distortion", "TIM"). Con onda cuadrada sin modular se observaba un sobreimpulso en el frente de ataque. Si estaba modulada en amplitud con una onda senoidal, de manera que se observara la meseta de la onda cuadrada con una onda senoidal superpuesta, desaparecían los primeros ciclos de esa modulación. En el siguiente esquema se ve una onda cuadrada modulada en amplitud por una señal senoidal de 100 ó 200 KHz. Los primeros ciclos desaparecen durante un tiempo "T". La "salida real" ha sido simplificada; debería haber dibujado un trapezoide, pues el amplificador tiene slew rate finito y no podría llegar a un máximo en un instante.

Dos problemas se presentaron: El primero, cómo cuantificar lo que era fácil de ver cualitativamente, para establecer comparaciones. El segundo, encontrar la causa de esa distorsión.

Por fin se halló la causa. Por un lado, los equipos con tubos de vacío tenían una respuesta de frecuencia más o menos pareja en todas sus etapas. Es más, las etapas amplificadoras de tensión tendían a tener menor respuesta que las de potencia, especialmente en las salidas con pentodos. Era costumbre usar mayoritariamente tríodos y los tríodos suelen tener capacidades parásitas altas, limitando el espectro alto de frecuencias. Los transistores bipolares, en cambio, se comportan de manera muy distinta. Las etapas amplificadoras de tensión suelen estar formadas por transistores de pequeña o mediana señal que tienen un gran producto de ganancia por ancho de banda. Las etapas amplificadoras de corriente, especialmente la salida de potencia, usaban transistores con poca respuesta de frecuencia. El clásico y robusto 2N3055 tiene ganancia unitaria a un megahertz.

Un amplificador de salida cuasicomplementaria con estos transistores llega apenas a los 3.000 ó 4.000 Hz a -3 dB, en lazo abierto. El resto lo hace la realimentación negativa. Pero estos dispositivos funcionan por el tránsito de cargas y son lentos. Es posible extender la respuesta y bajar la distorsión en laboratorio (en régimen senoidal) aplicando grandes dosis de realimentación negativa. Sin embargo, la señal musical es ampliamente variable y de frentes abruptos, de manera que la realidad es muy lejana a lo que muestran los instrumentos. Un amplificador típico con válvulas tiene muy rara vez realimentación negativa mayor a 30 dB, mientras que con transistores es común encontrar entre 60 dB y 100 dB. Esto debido a que el transformador de salida es una pieza de respuesta compleja que obliga a los diseñadores a ser prudentes para evitar oscilaciones e inestabilidades. Los amplificadores transistorizados llegan a distorsiones menores en régimen senoidal porque están más realimentados, no porque el transistor sea más lineal que la válvula. La generalmente pobre "velocidad" de las etapas de salida bipolares hace que la realimentación llegue tarde, provocando más distorsión en ondas complejas de frentes abruptos [Ver ilustración en el artículo "La realimentación llega tarde a la cita"]. Además el altavoz es la parte que más distorsiona en un equipo de audio y en un amplificador realimentado es el responsable de picos, variaciones, rotaciones de fase, que modifican la realimentación suministrada al amplificador. El altavoz se comporta como una resistencia en torno a los 2.000 Hz. En otras frecuencias su componente reactiva hace mucho en contra si usamos realimentación. Las medidas de distorsión en régimen senoidal son una ilusión de calidad en audio; un autoengaño con base "científica" o técnica.

Quedó claro que se debería buscar que las etapas tuvieran una respuesta creciente de ancho de banda (de entrada a salida) para que los resultados pudieran ser más próximos al ideal. Además debía abandonarse todo lo posible la realimentación negativa y definitivamente el bootstrapping. Este último involucra una realimentación positiva leve, con el propósito de hacer parejo el recorte en saturación y alcanzar más potencia sin distorsión por recorte asimétrico. Aquí la solución era meramente económica; siempre fue posible hacer dos fuentes de alimentación: una de mayor tensión para las etapas amplificadores de tensión y otra para la etapa de salida. La tendencia actual es hacer un amplificador con dos fuentes partidas y diferencial desde la entrada, donde cada etapa que se suceda tenga una respuesta de frecuencia superior a la anterior.

La tecnología estuvo disponible en la última década del Siglo XX. Recién entonces los transistores estuvieron teóricamente a la altura de las válvulas en cuanto a la distorsión por intermodulación transitoria. Cualquier equipo construido con anterioridad, como los posteriores con tecnología vieja, ya superada, no pueden reproducir el sonido valvular.

Por algún motivo que desconozco los amplificadores de estado sólido suelen achatar y mezclar todos los instrumentos, mientras que las válvulas los separan nítidamente. La distorsión por intermodulación transitoria, abundante en los equipos de estado sólido, hace que instrumentos críticos como el violín y el bandoneón suenen metálicos, estridentes y sucios. Solamente el que esté acostumbrado a la escucha en vivo sin ninguna amplificación puede notar esa diferencia. La mayoría de las personas están muy acostumbradas al sonido artificial, amplificado, con todas sus distorsiones, que son muchas. Escuchar un quinteto de cuerdas en un muy buen amplificador hecho con todas las reglas del arte es una experiencia arrobadora que solamente es superada por la audición en vivo y sin micrófono. NINGÚN AMPLIFICADOR ES PERFECTO. Otro talón de Aquiles está en el órgano. Pero nunca será lo mismo oirlo en la nave de una catedral gótica que en un living de 8 x 4 x 3 metros cúbicos, por más equipo que se tenga. Aquí entran en juego leyes de la acústica y pesan las dimensiones del ambiente.

Un amplificador con tubos de vacío de alta calidad no es tan común; cuesta "sangre, sudor y lágrimas", se lo aseguro. Probablemente no lloremos ni derramemos sangre literal para lograr un excelente amplificador a válvulas, pero cuesta lo indecible depurar cada miligramo de su masa. Los equipos comerciales tienen precios: Un McInmtosh MC275 cuesta unos 9 mil euros y hay uno japonés, del que se fabrica una decena por año, que vale tanto como un Rolls Royce cero kilómetro. El que usted logre en su casa no tiene precio; si alcanzó la cresta de la ola, menos. Como no existe el amplificador perfecto esta tarea no tiene fin. Como el horizonte, la perfección se corre con cada paso que damos. ¿Para qué sirve buscarla? Galeano diría: "Para caminar".

Comentario agregado el 7 de junio de 2014:

Suele decirse que las válvulas producen distorsión armónica de segundo orden y de órdenes pares. Esto no es cierto en general. Los tríodos de potencia sí producen distorsión armónica casi totalmente de segundo orden y muy poquito de tercero. En cambio, los pentodos tienen  distorsiones de órdenes segundo, tercero, cuarto, quinto, sexto, séptimo, octavo y noveno, en amplitudes decrecientes. Los transistores también crean todas estas frecuencias inexistentes en la señal original. Esto cambia el timbre de lo que estamos escuchando.

En equipos simétricos en clase A provistos de transformador de salida se produce la cancelación teórica de todas las armónicas pares. En la práctica los componentes no son ideales ni completamente apareados, por lo que la cancelación no es total,  hay una disminución de los armónicos pares, hablando estrictamente. Esta cancelación es función exclusiva del transformador de salida. No existe en salidas sin transformador. Por eso el inmejorable sonido de los tríodos: cuidando el balance de componentes y la calidad del transformador de salida apenas queda un resto de distorsión de tercer orden y... sin realimentación negativa. Pero en clase AB o en B la cosa ya no pasa, porque las válvulas trabajan alternadamente, no en conjunto ("empuja - tira" - "push-pull") como en  clase A (en clase AB lo hacen en bajos niveles de señal). Los equipos transistorizados con transformador no son comunes. Los pocos que hay cumplen con lo mismo que las válvulas: cancelan armónicas pares.

Algunos músicos opinan que agregar sonidos "medidos" de tercer orden realza la calidad musical de la pieza. Los buenos músicos hacen esto justo antes de un pasaje de mucha melodiosidad y armonía; justamente para que la disonancia previa agudice el placer que sigue. Pero esto es algo que el músico hace voluntariamente; este mismo músico desearía que su grabación fuese reproducida sin cambios espúreos. No es cierto que un amplificador con un poco de distorsión armónica de tercer orden mejore la calidad de una pieza musical. Distorsiona siempre y en cualquier parte; agrega timbres que no estaban en la interpretación original. Arruina el trabajo del artista. El amplificador no crea en sentido artístico: apenas reproduce. Y cuando reproduce mal crea cosas que el artista no puso en su obra. Adultera.

Pero la calidad sonora que distingue a los buenos amplificadores valvulares de los de estado sólido no está en la distorsión armónica total, sino, como se escribió, en la distorsión por intermodulación transitoria y en las grandes cantidades de realimentación negativa que se usan, realimentación que produce nuevas distorsiones por llegar a destiempo. Las válvulas responden mucho más rápido que los transistores bipolares, pero no existe el amplificador con tiempo de tránsito nulo. La realimentación llega siempre tarde cuando se trata de música: es indeseable en un equipo de calidad, excepto en lugares muy estudiados y con cuentagotas. Por regla general debe evitarse.

Fuente regulada de paso serie con tubo 6AS7/6080/ECC230 y otros similares.

La imagen nos muestra un circuito práctico de una fuente regulada de paso serie con tubos de vacío. En equipos valvulares que usen tetrodos o pentodos en push-pull o en salida simétrica no ultralineales, si el transformador de salida acompaña, se obtendrá un incremento muy grande de la calidad sonora si podemos regular la tensión de las pantallas. Las cifras que se publican en los manuales son ciertas siempre que la regulación de las fuentes sea perfecta y los transformadores ideales. La realidad está muy lejos de ello, pero podemos acercarnos mejorando todo lo que podamos cada parte del equipo.

Veamos cómo funciona. Si aplicamos una tensión continua a las placas del doble tríodo, las válvulas conducirán y tendremos una tensión continua menor en la salida. El resistor de 510.000 ohmnios alimenta a la placa del pentodo amplificador de error y el de 51.000 ohmnios a la válvula reguladora. Por otro lado, el divisor resistivo toma una parte de la tensión de salida como muestra. Una vez que hay tensión sobre estas partes, tenemos el cátodo del pentodo a una tensión teóricamente fija y la grilla conectada al divisor resistivo. Sobre la grilla del pentodo se aplica una tensión que lo polariza, que es igual a la diferencia entre la muestra y la tensión de referencia, provocando una corriente de placa que produce una caída de tensión en el resistor de 510.000 ohmnios. Esta tensión polariza negativamente a las grillas de los tríodos, fijando una condición de equilibrio casi de inmediato.

Supongamos que, por algún motivo, esta tensión en la salida aumenta. La tensión de muestra también aumentará y, consecuentemente, la diferencia entre esta muestra y la tensión de referencia. El pentodo aumentará su corriente de placa y, con ella, la caída de tensión en el resistor de 510.000 ohmnios. Esta tensión aumenta la polarización negativa de las grillas de los tríodos. Esto trae como consecuencia que los tríodos produzcan una mayor caída de tensión entre sus placas y cátodos. Como resultado final, la tensión de salida de la fuente disminuye. Una variación opuesta de la tensión de salida de la fuente dispara un proceso análogo, que tiende a restituir la tensión original.

En cierta forma, este circuito imita una propiedad de los organismos vivos: ellos reaccionan de una manera que tiende a neutralizar los cambios que le impone el medio. Aquí, la realimentación negativa hace que una tensión de equilibrio se mantenga dentro de ciertos límites de variación de la corriente de carga o de la tensión de entrada a la fuente.

La estabilidad de esta tensión de equilibrio depende, fundamentalmente, de la constancia de la tensión de referencia y de la ganancia del amplificador de error. Una válvula reguladora común, o hasta una lamparita de neón, mantienen una tensión de referencia dentro de un 4 - 5 % del valor nominal. Hay válvulas de referencia más estables (y más caras) que permiten mejorar notablemente este factor, dando lugar a que sea práctico considerar mejoras en la amplificación. A medida que se obtienen mejores resultados entran en juego otros factores, como la estabilidad de la temperatura del cátodo del pentodo frente a las variaciones de la tensión de alimentación, la estabilidad de los resistores del divisor resistivo, etc.

Con este circuito práctico es posible regular la tensión de salida a un valor máximo de 500 V (si el cursor del potenciómetro de 10.000 ohmnios está contra el resistor de 10.000 ohmnios y hay suficiente tensión en la entrada) y 200 V en el extremo opuesto. Hay otra limitación con respecto a la tensión máxima que puede soportar la válvula de paso serie entre placa y cátodo. En la 6AS7/6080/ECC230 esta tensión es de 250 V. Deberá cuidarse este aspecto.

La corriente que puede entregar cada tríodo depende de su disipación máxima de placa. El límite llegará cuando el producto de la corriente en amperios por la caída de tensión a través de la válvula sea igual a la disipación de placa en vatios. Para la 6080 es de 65 mA por cada tríodo y con una caída de 200 V; de manera que, con una válvula, es posible obtener 130 mA. Con dos válvulas en paralelo duplicamos esta corriente sin modificar el resto.

La familia de válvulas similares a la 6080/6AS7/ECC230 tiene muchos miembros. Algunos de ellos son: 6N13S, 6N5S, 6H13C, 6520, CV5008, 6080WA, 6080WC, CV2984, 11D12. Todas funcionarán en este circuito. Es posible que alguna de las citadas tenga una tensión de filamento diferente, pero, en esencia, es la misma válvula.

Habrán observado que los cátodos están conectados al punto medio del bobinado para filamento. ¿Por qué? La 6080 admite una diferencia máxima de tensión de 300 V entre cátodo y filamento. Desde que esta fuente puede entregar una tensión de salida mayor a este límite se hace necesario proteger la integridad de la válvula poniendo su filamento al potencial de salida. Esto hace que sea posible también utilizar tríodos de calentamiento directo, como el 2A3 y sus similares 6A3, 6B4G ó 6A5G. De hecho, la fuente fue calculada con un paso serie 2A3, que ahora resulta caro para esta función. En Argentina una 6AS7 se consigue pagando entre 60 y 80 pesos. En el mercado internacional la misma válvula cuesta cerca de 18 dólares estadounidenses.

Para el experimentador resulta muy útil un variac, pero es caro. Si usted tiene un transformador que entregue 500 ó 600 voltios por rama es posible improvisar un transformador de relación variable alimentando el primario con un regulador electrónico de velocidad para ventilador o para motores (me refiero a un TRIAC con un filtro de salida con inductor,para absorber los picos de tensión que se presentan en cargas inductivas). Recuerde que todos estos circuitos tienen tensiones peligrosas para la vida. Si no está seguro de lo que hace o tiene miedo, no trabaje. Ninguna actividad que pueda realizar vale más que su vida.

Amplificador simétrico ultralineal con 6Y6

Es un amplificador en torno a los 10 - 15 W RMS de salida. Los tetrodos 6Y6 dan muy poca potencia como tríodos y mucha distorsión en otras configuraciones. Son muy poco conocidos en audio por ese motivo.

Los técnicos de Acrosound investigaron a estas válvulas en configuración ultralineal y encontraron que la distorsión de bajo nivel es muy baja, que en esta configuración las válvulas son para considerar. Justamente, es en los pianísimos en los que esta distorsión debería ser despreciable, para apreciar las sutilezas de la música. Fue así que diseñaron un transformador a medida, el To-320/To-325.

Este transformador tiene una impedancia placa a placa de 3.500 ohmnios, respuesta de potencia de 20 Hz a 30.000 Hz a 10 W RMS y de 30 Hz a 30.000 Hz a 20 W RMS. En bajas potencias la respuesta de frecuencias es, más o menos un decibelio, desde 10 Hz hasta 100.000 Hz. Posee salidas de 4, 8 y 16 ohmnios en el TO-320 y en el To-325 se agregan líneas de 500 ohmnios y de 125 ohmnios. Cada rama admite una corriente nominal de 75 miliamperios. No hay información sobre las derivaciones de pantallas. Supongo que deben estar próximas al 43%.

El amplificador tiene una distorsión armónica total prácticamente inmedible hasta 1,5 W RMS. A 15 W RMS todavía se sitúa en un aceptable 0,25% y llega a alcanzar los 18 W RMS, pero con un aumento considerable de la distorsión.

El amplificador de tensión es de alta estabilidad y, a poco que vean el circuito, se darán cuenta que está casi copiado de los dos amplificadores de 200 W y 100 W que publiqué antes. Los componentes que se repiten están en una letra un poco más chica. El asterisco indica que los componentes deben ser apareados. Se trata de un inversor de fase de acoplamiento cruzado, desarrollado por van Scoyoc en 1948. Inicialmente este circuito estaba reservado a los laboratorios, principalmente porque usaba dos válvulas. Tiene muy poca rotación de fase, banda ancha y es autoequilibrado.

La fuente de alimentación es muy sencilla: un transformador de poder de 250 V - 0 V - 250 V a 175 mA, un bobinado de 6,3 V 5 A y otro de 5 V 2 A. La rectificadora es una 5V4G y el filtro es un "pi" con entrada por capacitor; donde el primer filtro es de 20 uF 450 V y el segundo de 50 uF 450 V. El inductor de filtro es de 8-10 henrios a 175 mA. En el bobinado de 6,3 V se conecta en paralelo un potenciómetro de 100 ohmnios y su cursor va al extremo del resistor de 250 ohmnios que polariza el par de salida.

Amplificador 4x 25L6GT sin transformador de poder

Este amplificador es una modificación del Western E140A. Está adaptado a una línea de 230 V 50 Hz ó 60 Hz, que resulta un promedio entre 220V y 240 V.

Es capaz de entregar entre 10 y 14 W RMS, según la tensión presente en la línea y la calidad de los componentes.

Aunque es el neutro el que conecta a la barra de masa y el chasis está puesto a tierra, el neutro no siempre tiene 0 V; a veces puede medirse 12 V o más. No constituye peligro para el ser humano, pero podría complicar el acoplamiento con un preamplificador. Sí hay un riesgo para la vida en caso de que se abra el neutro y haya algún retorno desde otra fase. En ese caso pueden estar presentes tensiones peligrosas. También es peligroso si no se respeta la polaridad de la conexión y es el vivo o fase el que va a la barra de masa. Hay una mala práctica que consiste en utilizar adaptadores para fichas no polarizadas; estos pueden conectarse de cualquier manera y allí el peligro. Todas las mediciones de tensión deben hacerse con referencia a la barra de masa y no al chasis.

La salida está aislada por el transformador. No sería mala idea colocar un transformador de entrada para aislar esta parte también. Además mejoraría la relación señal a ruido y podría ser usado con entrada balanceada de 600 ohmnios.

Como referencia, el transformador de salida original era un Western 141D, de múltiples salidas.

Amplificador Acrosound ultralineal 100W RMS con 6146

Tenemos un amplificador muy parecido al publicado en la nota del día 2 de octubre de 2010 . Las 6146 hacen que pueda alcanzar los 100W RMS con dos válvulas, en vez de cuatro. La fuente de alimentación resulta más simple en cuanto a que no necesita relevadores de tiempo para caldeo previo de filamentos. De todas formas, es muy necesario que la excitadora 6SN7GTA sea esa, justamente, y no una versión previa; ya que esta tiene controlado el tiempo de calentamiento y es la que es más sufre cuando las 6146 requieren plena potencia a poco de encender el equipo.

Una complicación resulta de las diferentes tensiones de placas y pantallas. No es posible hacer un transformador de salida ultralineal con un bobinado primario con una derivación para cada pantalla, sino dos bobinados primarios independientes. En el amplificador con cuatro 6550 esto no sucede porque no está en configuración ultralineal. Las cuatro 6550, con 250 mA en placas, nunca alcanzarían esa potencia con esa modalidad de salida. En una salida ultralineal las 6146 están a medio camino entre un tríodo y un tetrodo; es un compromiso entre potencia máxima y calidad de sonido: nada mejor que un tríodo y nada peor que un tetrodo.

El transformador de potencia fue un diseño especial de Acrosound, pero cualquier combinación de transformadores que dé las mismas prestaciones es posible, haciendo incapié en que la regulación debe ser buena.

El transformador de salida es un Acrosound TO-350, de 6.600 ohmnios placa a placa, 100W RMS para una banda pasante a máxima potencia de 20 Hz a 20.000 Hz. A potencias menores la respuesta de frecuencias está, dentro de un decibel, desde 17 Hz a 70.000 Hz. Si consigue uno, los colores de los cables son:
Azul:placa V5.
Rojo: + 725 V.
Gris: pantalla V5.
Rojo-blanco: + 220 V.
Rojo-blanco: + 220 V.
gris-blanco: pantalla V6.
Azul blanco: Placa V6.
Amarillo: 16 ohmnios.
Naranja: 8 hmnios.
Marrón: 4 ohmnios.
Negro: común del secundario.
También hay transformadores de salida TO-355, con líneas de 125 ohmnios y de 500 ohmnios.
El fabricante no brinda información del bobinado de pantallas. Sin embargo, en configuración ultralineal es usual que la impedancia en el circuito de pantalla sea el 18,5% de la impedancia en la placa o el 43% del devanado primario. En caso contrario es más propio hablar de un amplificador de carga distribuida. De ser así, la carga pantalla a pantalla del segundo primario sería de 1221 ohmnios.

McIntosh Mc 60

Un peso pesado en audio de calidad. Lamentablemente no tengo información de los transformadores ni del inductor.

Es un amplificador monoaural de 60W RMS.
Consumo sin señal de entrada: 155 W.
Consumo con 60W RMS de salida: 280 W. (Rendimiento máximo: 21,43%)
Alimentación: 117 V ó 125 V, 50 Hz ó 60 Hz.
Respuesta de frecuencias:
A 60W RMS ± 0,1 dB: 20 Hz a 30.000 Hz.
A 60W RMS ± 0,5 dB: 16 Hz a 60.000 Hz.
A 30W RMS ± 1,0 dB: 10 Hz a 100.000 Hz.
Zumbido y ruido: - 90 dB.
Sensibilidad: 0,5 V para 60W RMS.
Entrada especial para preamplificadores con señal de 2,5 V.
Utilizable con preamplificadores C-4, C-8, C104 ó C-108.
Distorsión armónica total a 60W RMS o menos: 0,5% desde 20 Hz a 20.000 Hz.
Distorsión por intermodulación: 0,5%.
Sobreimpulso: insignificante.

Es posible utilizarlo con rectificadores 5V4GB (5 V 2A c/u) ó 5U4GA (5 V 3 A c/u)
Según los números de series hay ligeras variantes en algunos componentes.

El siguiente esquema refleja una de esas variantes. Se eliminan dos capacitores en el circuito de salida y se agrega una regulación de voltaje para la etapa de entrada con el tríodo restante de la 12AX7.

Amplificador McIntosh - 50W RMS 2x 6L6G

Lo que sigue es una traducción libre de las páginas 594 a 596 del libro "Radiotron Designer's Handbook, de 1953, edición de 1960, bajado del sitio www.pmillett.com. Esta traducción tiene menos de 1.000 palabras, por lo que es permitido copiar haciendo referencia a la fuente, sin violar principios de propiedad intelectual.



Con cualquier amplificador simétrico en el que cada válvula pasa al corte durante una porción del ciclo,tiende a ocurrir alguna forma de cuasi distorsión transitoria en las audiofrecuencias más altas en algún punto de cada ciclo. Esa distorsión es causada por la inductancia de dispersión del primario del transformador de salida, la que no puede ser reducida suficientemente por las técnicas convencionales de diseño de transformadores. Un aporte completamente nuevo al problema se hizo en el amplificador McIntosh, que incorpora tipos especiales de transformadores de acoplamiento y de salida, juntamente con otras innovaciones. Los principios básicos están indicados en la siguiente imagen, en la que ambos transformadores tienen dos bobinados enrollados juntos de manera bifilar, de modo que el acoplamiento entre ambos es casi la unidad.



Se afirma que es posible bobinar con una relación de inductancia primaria a inductancia de dispersión mejor que 200.000 a 1, mientras que los transformadores convencionales casi no alcanzan el requisito mínimo (para una baja distorsión) de 80.000 a 1. Este tipo de transformador es más barato de bobinar que un bobinado en secciones como se usa en los transformadores convencionales de alta calidad.



Cada válvula de salida trabaja en dos secciones de primario, una en su circuito de placa y otra en su circuito de cátodo, pero estos tienen prácticamente acoplamiento unitario. El número efectivo de vueltas en el primario para cada válvula es igual al total de las espiras de cada uno de los arrollamientos bifilares. El transformador de salida por lo tanto, debe ser diseñado para tener una impedancia total de cada uno de sus primarios igual a una cuarta parte de la impedancia de carga placa a placa.



En el caso del amplificador del segundo dibujo la impedancia de carga placa a placa es de 4.000 ohmios y la impedancia total de cada devanado primario es de 1.000 ohmios, la impedancia de cada cátodo a tierra es sólo 250 ohms [la misma impedancia en el circuito de placa]. Estas bajas impedancias reducen los efectos de la derivación capacitiva y con ello mejoran el rendimiento de alta frecuencia.

El voltaje de cada pantalla a cátodo es mantenido constante por el acoplamiento unitario entre las dos mitades de los bobinados bifilares, no es necesario un capacitor de desacoplamiento de pantalla. Esta disposición, sin embargo, tiene la limitación de que solamente puede ser usada con iguales voltajes de placa y pantalla.

El transformador de acoplamiento T1 hace uso del mismo método de devanado bifilar adoptado en el transformador de salida. La impedancia del primario está por encima de 100.000 ohmnios desde 20 Hz hasta 30.000 Hz, mientras que la respuesta de todo el transformador es dentro de 0,1 dB desde 18 Hz hasta 30 KHz. Este alto rendimiento es necesario por la inclusión de este transformador en el segundo lazo de realimentación de todo el amplificador.

El método de carga de la etapa de salida, con la mitad de la carga en la placa y la otra mitad en el circuito de cátodo, proporciona retroalimentación negativa, como un paso a mitad de camino hacia un seguidor catódico. Realimentación adicional se logra mediante la conexión de las resistencias adecuadas entre los cátodos de las válvulas de salida y el cátodo de la etapa inversora de fase.El amplificador completo tiene distorsión armónica típica del 0,2% desde 50 Hz hasta 10.000 Hz, alcanzando el 0,5% a 20 Hz y 0,35% a 20.000 Hz, a una potencia de salida de 50W RMS. La respuesta de frecuencias en las mismas condiciones, medida en el secundario del transformador, está nivelada desde 20 Hz hasta 30.000 Hz, -0,4 dB a 10 Hz y -0,3 dB a 50.000 Hz. El desplazamiento de fase es cero desde 50 Hz hasta 20.000 Hz, -10º a 20 Hz y +4º a 50.000 Hz.

La resistencia de salida es un décimo de la resistencia de carga, dando buena amortiguación y regulación.

Estos mismos principios pueden ser aplicados a cualquier tipo de amplificador simétrico tanto con tríodos como con pentodos, en cualquier clase de operación, A, AB1, AB2, o B.

La alta potencia de salida de los amplificadores McIntosh como el descripto más arriba es debida a la operación de las pantallas con tensiones mayores que 400 V, lo que es muy considerablemente excesivo respecto al valor central máximo de diseño de 270 V para el tipo 6L6 y el valor máximo absoluto de 300 V de la 807. Es desafortunado que el amplificador McIntosh esté limitado a operar con iguales tensiones de pantallas y placas, pero siempre debe estar dentro de los valores máximos para el tipo de válvula en particular.

El principio de carga combinada entre placa y cátodo es aplicado en algunos amplificadores de alta calidad en clase A, por ejemplo, en la marca QUAD.

NOTAS COMPLEMENTARIAS

El transformador de salida tiene una bornera con posibilidad de conectar cargas de 4 ohmnios, 8, 16, 32 y línea de 600 ohmnios.
No hay datos del transformador de acoplamiento; especialmente, la relación primario- secundario, crítica en cuanto a la tensión que es necesario poner en las grillas de las válvulas de salida para alcanzar la plena potencia.
Todos los resistores de iguales valores teóricos en el inversor de fase y en las dos válvulas excitadoras 6J5 deben ser apareados y estar dentro de una tolerancia mínima del 5% con respecto a su valor nominal. Lo mismo con los dos resistores de realimentación negativa.
En el amplificador original las regulaciones de las fuentes, entre reposo y potencia máxima, son las siguientes:
Fuente de 200 V: baja a 180 V a plena carga (10%).
Fuente de 350 V: baja a 325 V (7,1%).
Fuente de - 48 V: baja a - 46 V (4,2%).
Fuente de 440 V: baja a 420 V ( 4,5%).
Que se hayan incluido dos 6J5 en lugar de una 6SN7G se debe, muy probablemente, a que es más fácil aparear dos válvulas independientes que dos secciones en una misma válvula. Por lo demás, una 6J5 es el equivalente exacto de una sección de la válvula 6SN7.
Los capacitores de 1 microfaradio están dibujados como electrolíticos. A principios de los cincuentas no era posible obtener otro tipo en esos valores. Nada impide hoy colocar capacitores de película de plata en papel embebido en aceite, si hay en el mercado en el lugar donde vive. Los Elna Cerafine funcionarán muy bien si no encuentra los anteriores.
Los transformadores Mc Intosh estaban protegidos por veinte patentes. No son solamente los bobinados bifilares y las cargas partidas. Hay otros factores y su bobinado, aunque más barato que los clásicos "partidos" y entrelazados, no es para principiantes. La calidad de las chapas también juega un papel importante. Pero un experimentador puede hacer ensayos, si el bolsillo lo permite. El entrehierro suele ser de aire, papel, mylar o algún material aislante. Se obtienen mejores resultados con metales no ferromagnéticos, como el cobre o el aluminio. Hay quienes aseguran que el circuito magnético distorsiona menos con metales diamagnéticos. No supe de nadie que usara bismuto. El bismuto es el único que tiene coeficiente negativo. Para ver qué pasa, yo nunca lo hice.

Williamson con dos 807 como tríodos - 15W RMS.

Este amplificador Williamson fue publicado en el libro "Amplificadores de Audiofrecuencias. Teoría y práctica", del ingeniero Adolfo Di Marco, primera edición, Buenos Aires, 1953, Arbó Editores, tela, 270 páginas.

Lo reproduzco tal cual, con la salvedad de que el resistor de 2.500 ohms 5W ha sido estimado por mí, pues en el libro está omitido su valor.

Comencemos por hablar del original:

Los transformadores especificados son todos de industria argentina de aquella época. No me ha sido posible obtener información de ellos. Del transformador de salida RATRA no hay ningún dato en la red, sí aparece la marca FREMOD, pero en avisos de venta de objetos usados. Este modelo específico no fue encontrado. Aquellos que tengan la oportunidad de asistir a algún radioclub, pudieran hallar manuales en una biblioteca. FREMOD fabricaba transformadores de modulación.

Las 807 trabajan como tríodos en estricta clase A, pero el autor no aporta las características.

La fuente podría entregar desde 375 V hasta 450 V al punto medio del transformador de salida. El inductor de filtro debe estar en un valor no muy lejano a los 8 - 10 henrios a 150 - 200 mA.

El equipo tiene cinco pasos de calibración:

El primero consiste en conectar la alimentación y dejarlo calentar por unos veinte minutos, observando al principio si todo está normal. Con el potenciómetro de 100 ohmnios se ajustan las corrientes de reposo de ambas válvulas, buscando la igualdad de caídas de tensión en los resistores de 10 ohmnios. Esto se hace con el potenciómetro de 50.000 ohmnios del lazo de realimentación a su valor máximo.

El segundo paso consiste en aplicar a la entrada una señal de 1.000 ciclos por segundo y buscar un valor del resistor de 33.000 ohmnios que deje iguales tensiones en los resistores de grillas de las 807.

Seguidamente, con ninguna señal aplicada a la entrada, se va disminuyendo el valor del potenciómetro de 50.000 ohmnios hasta que el equipo entre en oscilación. Se vuelve atrás el potenciómetro hasta que deje de oscilar.

Como cuarto paso se coloca una señal de audio a la entrada en un nivel tal que la salida llegue a un décimo de la potencia máxima (1,5 W sobre 8 ohmnios requiere de 3,46 V) y, sin tocar la señal de entrada, aumentamos el valor del potenciómetro hasta medir el doble de tensión de salida. Habremos ajustado la realimentación con un margen de seguridad de 6 dB. Para esta calibración conviene usar un parlante o altavoz de mediana o baja calidad y no arriesgar costosos transductores. De lo contrario servirá un resistor de 8,2 ohmnios 10 W.

La sensibilidad debe estar en 0,7 V para plena salida. Si no es así, aumentar el valor del potenciómetro lo necesario. (Para 0,7 V en la entrada, en la salida debe haber 10,95 V sobre 8 ohmnios)

Por último repetimos el ajuste de tensiones en las grillas de las 807.

El transformador Acrosound TO-290 es una posible alternativa extranjera a los transformadores fabricados en Argentina, pero ignoro la impedancia reflejada en el primario en el circuito original, lo mismo que la tensión exacta de alimentación.

Defectos del circuito

A bajas y medianas potencias este circuito se comporta muy bien. Cuando la potencia se acerca al límite la distorsión aumenta más de la cuenta. Esto es debido fundamentalmente a que V2 no está bien polarizada. Deberíamos tratar que la tensión de placa con respecto a cátodo se fije en 250 V y la tensión de polarización en el resistor de cátodos sea 8 V con respecto al chasis o al barral de masa.

También resta alimentación a la etapa de entrada el hecho de que los resistores de los filtros estén en serie.

Otro aspecto que hace al rendimiento es el desacoplamiento de la fuente. Aumentarlo significa tener una mejor respuesta a transitorios. La mejora en los transitorios de baja frecuencia y el tener una menor distorsión hace que parezca que estamos escuchando un equipo de más potencia.

La etapa de salida no tiene desacoplado el conjunto que la polariza. Esto introduce una realimentación negativa de corriente en la etapa, lo que no es muy conveniente. Un capacitor de 680 uF, acompañado de una batería de cinco capacitores de 100 uF cada uno(de muy baja impedancia interna) a la salida del inductor harían una diferencia notable en ese sentido.Si hay Elna Cerafine, son recomendables.

El inversor de fase es particularmente sensible al desacoplamiento, hay que tener en cuenta esto a la hora de colocar los filtros. Los tres filtros de 10 uF responden al criterio usado en 1953, cuando la gente prefería la música con agudos disminuidos.

Los cuatro capacitores que acoplan etapas hoy serían cuatro veces mayores y los filtros deberían acompañar esa mejora aumentando el desacoplamiento de bajas frecuencias. No se descarta que haya que corregir el extremo alto colocando capacitores en paralelo con los filtros.




En el segundo circuito vemos una alternativa para el transformador Acrosound TO-290 y salida a tríodos. En este circuito el resistor de realimentación es de 4.700 ohmnios. Si no obtenemos 11 V sobre el parlante de 8 ohmnios con 0,7 V a 1 KHz, podemos aumentarlo hasta llegar a esa medida de tensión. Pero, con la fuente suministrada se espera una salida de 12W RMS, en lugar de 15W. También hay otra con 807, 6L6WGA, 5881 ó KT66 en configuración ultralineal y más potencia, unos 20W RMS. Aquí el transformador es un TO-300, o un TO-305, este último con salidas de líneas de 125 y 500 ohmnios. En estos dos transformadores la impedancia placa a placa es de 6.600 ohmnios, la respuesta a máxima potencia es de 20 Hz a 30.000 Hz a 20W RMS o de 30 Hz a 20.000 Hz a 40W RMS. La respuesta de frecuencias a regímenes menos exigidos es de 10 Hz a 100.000 Hz ± 1 dB y la corriente máxima por rama es de 75 mA.

Pudiendo hacerlo, el amplificador de tensión más adecuado es el que usamos en el Williamson con 1614 (16 de octubre de 2010). Cambiamos solamente la etapa de salida.



La primera válvula 6SN7 conviene que sea la versión militar VT-231 de Tung-Sol, con placas negras redondas; es lo mejor en 6SN7, sobresaliente en todos los aspectos. Para el driver es mejor una 6SN7GTB de RCA, etiqueta plateada y placas negras. Las GTB tienen mayor disipación de placa y más tensión máxima de trabajo. En esa función más exigida durarán más y su desempeño es muy bueno en lo que respecta a la calidad auditiva.

Tetrodos y pentodos de transmisión en audio - tabla rápida.

Lo prometido es deuda.

Williamson 80W RMS con 6146

Un circuito muy clásico, que me exime de comentarios. Posteriormente incluiré la etapa de alimentación de 750 V, por ser la más crítica.

La marca del transformador es para una referencia; ya no se consiguen, excepto de desarme o un caso raro de alguien que los mantenga en depósito.

Aquí está la fuente de 750 V y también la de 420 V. La fuente de 200 V debe ser muy bien regulada y filtrada. Después del transformador de salida lo que más influye en la calidad del sonido es la estabilidad de la tensión de las pantallas. La fuente de -75 V conviene que sea con rectificador de silicio; de esta forma habrá una tensión negativa en las grillas de control de las 6146 antes que la tensión de 750 V sea aplicada. Si no es suficiente, habrá que agregar un calentamiento previo controlado por un temporizador electrónico, pero creo que bastará con el tiempo de caldeo de las rectificadoras 5R4GY.

Triodos de transmisión en audio - Tabla rápida (4)

Por ahora, terminamos con los tríodos. Digo terminamos con la información que tengo, porque hay muchos más. En breve vendrán los tetrodos y pentodos.

Voltage amplifier with 6CG7 for symmetric output

Important Note:
This article is an attempt to translate the original published on 06/11/2011 in Spanish. I can well understand a text written in English. My language study is limited to three years of elementary school English. These three years are not enough to learn to think in English so that when I attempt to write something in English, I think in Spanish. That leads to the result is something like: "Me Tarzan, you Jane." Unfortunately, neither the automatic translator thinks. The machine and I have worked together and the result is what follows.
Please, if the red key trigger nuclear missiles is within your reach, try to understand that whoever wrote this is a good guy who just wanted to talk a little about an audio amplifier. I hope not to trigger World War III.



When I was a child the transistor existed but wasn't popular. It was initially booked to a few applications, mostly military. In the fifties, the kingdom of thermionic valve or vacumm tube still continued ruling.

With regard to audio equipment were two different bands: the people who was fanatic of the triode output and the others that did the same, but with pentode output. First ones were always the audio purists and they didn't take into account the power and performance. For them, if the sound was better, any expenditure was good. On the opposite side of the street stood the latter group, who praised the best use of energy and the availability of more usable power, though, at these era, 1W RMS audio power was adequate for a home party, 8 W at most. Couples danced and talked. Fifteen or twenty watts were a musical orgy!

With monophony there were only push-pull (Class A) equipments or balanced outputs (classes AB and B). Class A single outputs were more in radios and televisions.

When the stereo sound appeared was no longer economical to have two push-pull amplifiers up to 10-15 W RMS. Many manufactures of consoles (I mean: a cabinet for a radio, television set, or phonograph, that includes the speakers in a single furniture designed to stand on the floor) returned to the single power output and there was even some who used a monofonic bass center channel and two stereo single outputs less powerful for midrange and treble. Then the transistor began to advance and the commercial world forgot the old tubes. Until one day, when the nostalgics and some explorers returned to the past, but with many memories of the future. They return with better understanding of some phenomena, improved components and maturity to reject fashion and choose what fits.

Today almost no one wants negative feedback, once considered a refinement. Some purists refuse to equipment with push-pull triode and defend strictly triode single output. It is also noticed that the transformer is simple and easy to achieve in a single class A there is nothing to balance. But there are other reasons: a push-pull amplifier in strict Class A even harmonics are canceled, fully in theory and in practice almost entirely. The musicians argue much the product of a power amplifier containing second armonics that aren't in the original sound. It's very nice to hear two notes simultaneously an octave apart. As for the timbre of an instrument, the musician is the owner of do what he wants, he is the artist. As for playing, especially in the reproduction of quality should not be added or removed anything from that is playing.

However, there are music lovers who appreciate the single amplifier second harmonic content that adds to the original program. There is no law or moral principle that opposes and can do as they please. I am personally in favor of introducing as little distortion as possible, I want to hear the original program, as left the instrument and the performer who gives life.

Memories of the future help with the understanding that the passive components are not at all, an innocent resistance or a capacitor can significantly change the sound of an equipment. What never suffered changes was always accepted that any amplifier is better than your output transformer. With this in mind, let's see the circuit before further commenting on other construction aspects.



GENERAL

We use three valves 6CG7. These double triodes are identical or very similar, not to offend the purists, that the oldest 6SN7. Are valves that were designed for television, especially for the oscillators of the vertical and horizontal amplifiers. They are inexpensive and little sought for audio. However with a good construction microphonic are as little as 5692 because the smaller size helps a lot in this regard.

If you plan a cheap amp, the only big expense that should not stop doing is an
excellent output transformer. After you choose what output pair to put. This circuit is suitable for driving a push-pull with a 6AS7/6080 or other similar valves. It can also handle tetrodes, beam tetrodes, or even pentodes. The valve I mentioned specifically is a double triode with important plate dissipation (about 20W), low mu, low plate resistance. It were used in serie regulated sources, in the function of pass serie regulators. Today there are several commercial equipments with these valves and others like as the 6336-A. Nothing is against that you use 300B tubes, but the cost shoots up.

Building the power supply with silicon diodes will result in savings of: power
transformer, rectifier socket and high vacuum rectifier. If you want a guitar amp, so good, the sound is harder, perhaps that's what you want. If you want a playback amp, you notice that the sound changes. For audio is essential to use high vacuum diodes. However, don't worry if you can't. With an appropriate output transformer, even with silicon diodes will enjoy a very good sound, not the best but good.The same goes for other components. If the output transformer is excellent will work reasonably well with any passive component that use.

You'll notice I drew two lines of mass. Thus, the midpoint of the high voltage winding of the power transformer is connected to the chassis and then go two thick wires of pure non recovered electrolytic copper, one for each voltage amp stage.They are soldered into the input connector, on the flap that goes to mass with a very good chassis welding only at that point. The input stage has all the components soldered to a single point in the first bar, including the decoupling and filtering capacitor of the source that isn't drawn. In this section is best if you can remove the bar and welded directly all in the input connector. If not possible, then the thick bar and a single spot weld on it. This bar ends at the connection point and not going to chassis except in the input terminal. With the second bar is the same: both the constant current source transistor, such as cathode resistors for the third 6CG7 and the corresponding filter will be on the same point of the bar. Why two bars? Here are divided oppinions. Some believe that one bar is enough. Just that all components from one stage to go to the same point in it. Have come to extend the single bar to the mass connection of the output stage. Others believe that in a single bar, across the piece of mass bar of the lower signal stage flows a current equal to the sum of all individual streams of the sections that make up the equipment. This would create electronic noise in the ground circuit of the stage most vulnerable to noise.

Separating the paths, we reduce electronic noise on the input. But there's also a partition noise in the soldering point because of the different paths of the currents.

The first and third valves 6CG7 have their cathodes potential with respect to the filament that exceed the maximum allowed value of 200V. The cheapest way to eliminate this risk is by putting the AC power of the filaments without reference to ground, connecting the two terminals on the transformer directly to the respective terminals of the sockets without any grounding. If need be referenced, or opt for a supply voltage of 6.3 V DC, the midpoint of the wound or the mass of the source of 6.3 V must be connected to a potential of 150 volts.

The calibration is done by connecting the amplifier and adjusting the cathode of the second valve 6CG7 to 8 volts by potentiometer of 500 ohms, which can be a turn cermet or more accurate, if possible to make the expense (there are 10 turns presets). After about fifteen or twenty minutes of warm places a signal generator to input a 1 kHz sine wave. If you have a spectrum analyzer, regulates the 500 ohms to obtain a minimum of harmonic distortion. If isn't possible, adjust the voltage to 7.9 V with a digital voltmeter. The 22 K potentiometer is used to dynamically balance the two outputs. With an audio voltmeter measure AC voltages are equal in the 68 K resistors in the cathodes of the two cathode followers. If you do not have the appropriate instrument, we settle for having equal DC voltages on both plates (resistors of 120K), or both cathodes (68K resistors).

The two output capacitors, which coupled with the grid of the outlet valves, can have values from 100 nanofarad to 1 microfarad depending on the configuration of the output stage.

The 1 microfarad capacitor, which connects the SRPP input to the next stage, figure connected to the cathode triode which makes of load. You can test the connection to the bottom triode's plate, sometimes lowers harmonic distortion.

IMPROVING PROJECT (If your pocket is full of money)

If it's used for audio, I recommend triode and a high-quality output transformer -brands: Amplimo, Tango, Tamura or Audio Note- suited to the selected valves. This circuit can handle a pair in class A with a grid to cathode voltage of -120 V at most.

For the ultimate in quality, first thing to think about is placing porcelain sockets and change valves 6CG7 by 6SN7 General Electric tubes of the fifties. Many people agree that gives the best sound.

Isn't a bad idea to make the chassis of copper and weld with eutectic solder (with 4% silver). Some advocate using all the wiring with pure silver, except the filament wiring. My pocket was never full enough to wiring in silver, I have no experience with silver wiring.

The best coupling capacitors are the Audio Note silver foil - paper in oil. To expensive but proud. Wima is a good choice if you do not go that high. Also the brand behave Jensen, Houland or MIT.

All resistors in the grid and cathode circuits should be of pure tantalum oxide, also brand Audio Note. Rodenstein is a good choice.

The plate resistors, as the two 120 K 2 W and the 1K8, it would be were Allen Bradley carbon composition. Not been manufactured since 1997. Some are of World War II and would have to be measured very well. They behave audio excellence and support better than any other power requirements. They have the defect of being unstable in their values because they are hygroscopic. Carefully remove the cover; there are those who warm to 80 ° C for one day and then measured. (The mechanical scraping is very delicate and if it hurts the body carbon resistor becomes noisy. In Argentina it's possible to try to dilute the protective coating by dipping resistor for three or four days in diluent-lacquer Petrilac MELACRIL. This proved very effective solvent to dissolve polyester resin of sealed PCB or transformers, after the time mentioned, and clean out unscathed. I never tried diluting coverage of Allen Bradley resistor, ignore the material that is made) After losing moisture regain their original value. Then it should be sealed with a layer airtight and impervious to moisture. If you can find many of them, it is faster to measure and choose these ones that serve, then sealed with a material to prevent future changes.

The best filter capacitor or bypass can be reached using today is the Black Gate. It 's based on a theory designed to achieve a capacitor similar to an electrolytic capacitor, but with very low internal resistance, almost zero response time and a number of advantages. In the dielectric are carbon particles. It has three disadvantages: very high price; were discontinued and we have to fight for them; should be used every day, because if you spend more than 24 hours without use, you have to recharge for 24 hours. The sound is excellent with what is available today, but if you hear nothing but the weekends, choose Elna Cerafine (instead of coal used ceramic particles), reaching 98% of what makes a Black Gate at a lower price or -possibly- by some oil-paper capacitor of very good quality.

Finally, with so much care in the components, I must say that more than one authority on the subject object to the constant current source with a transistor. For them the motto is: no silicon. Another objection would come from the SRPP input stage, many prefer classic two-stage cascade.

Anyway, it's a circuit to test and learn. Get a good output transformer, a suitable pair of power tubes and do experiments. One more warning: is addictive.