Aquí está la segunda tabla. Para los tríodos falta una o, a lo sumo, dos más.
sábado, 21 de mayo de 2011
Tríodos de transmisión en audio - Tabla rápida (2)
Aquí está la segunda tabla. Para los tríodos falta una o, a lo sumo, dos más.
Tríodos de transmisión en audio - Tabla rápida
Este artículo se limita a dar alguna información básica de los tríodos de transmisión que pueden ser utilizados en audio y en moduladores.
La tabla está ordenada por orden creciente de disipación de placa. En esta primera entrega se alistan algunos de los tríodos que hay con disipaciones menores que 100 W. En sucesivas entregas llegarán tablas con tríodos con más de 100 W de disipación de placa, tetrodos y pentodos. Faltan tipos exóticos como los fabricados en Rusia y otros más extraños, como los que desarrolló Alemania, especialmente en la Segunda Guerra Mundial. La lista es casi interminable y los datos difíciles de conseguir.
Podrán observar que, por lo general, no bajan de 1.000 V de alimentación en placas y las potencias esperadas de audio son bastante grandes también. En estos casos el transformador de salida no puede ser sino del tipo de núcleo de columnas o un toroide. También es necesario un transformador de excitación, dado que muchos toman corrientes importantes en grillas. Este transformador es mucho más crítico que el de salida. La bondad del circuito dependerá de ambos, pero más de este. El proyecto requiere también de válvulas adecuadas en el primario del excitador.
Otro problema consiste en las tensiones manejadas. Esto no es, de ninguna manera, para equipos de guitarra eléctrica. Yo, personalmente, no me sentiría tranquilo dejando en manos de un músico (que no fuera a la vez técnico) un chasis en el que hay presentes 2.500 V a 300 mA; además, sería un equipo bastante voluminoso y pesado. Una forma relativamente segura de construcción consiste en proveer una fuente separada para la alta tensión y con positivo a masa. De esta manera el punto medio del transformador de salida irá a masa y en la etapa de salida la alta tensión negativa estará en las proximidades de los cátodos. Según el tipo de polarización que se elija, quizás haya que proveer fuentes de bias flotantes, colgadas de la alta tensión negativa y habrá que prestar mucha atención a las aislaciones y otras prácticas comunes en estos casos.
Para ilustración: dos fotografías de transformadores con núcleos del tipo columnas y la tabla.
Tengo problemas con la resolución de la pantalla. Al generar las tablas, éstas tienen muchas columnas y no caben con buena visibilidad en pantallas completas del formato 4:3; son demasiado anchas. En Latinoamérica hay una buena cantidad de personas que poseen monitores de formato de alta definición, más anchos. Pero hay marcadas diferencias sociales que hacen que otros muchos todavía trabajen con monitores de tubos de alto vacío con la forma vieja. No me es posible achicar más la letra porque no se distingue bien el texto y tampoco resiste una ampliación. Es probable que la calidad de esta tabla no satisfaga a algunos, pero es legible.
La tabla está ordenada por orden creciente de disipación de placa. En esta primera entrega se alistan algunos de los tríodos que hay con disipaciones menores que 100 W. En sucesivas entregas llegarán tablas con tríodos con más de 100 W de disipación de placa, tetrodos y pentodos. Faltan tipos exóticos como los fabricados en Rusia y otros más extraños, como los que desarrolló Alemania, especialmente en la Segunda Guerra Mundial. La lista es casi interminable y los datos difíciles de conseguir.
Podrán observar que, por lo general, no bajan de 1.000 V de alimentación en placas y las potencias esperadas de audio son bastante grandes también. En estos casos el transformador de salida no puede ser sino del tipo de núcleo de columnas o un toroide. También es necesario un transformador de excitación, dado que muchos toman corrientes importantes en grillas. Este transformador es mucho más crítico que el de salida. La bondad del circuito dependerá de ambos, pero más de este. El proyecto requiere también de válvulas adecuadas en el primario del excitador.
Otro problema consiste en las tensiones manejadas. Esto no es, de ninguna manera, para equipos de guitarra eléctrica. Yo, personalmente, no me sentiría tranquilo dejando en manos de un músico (que no fuera a la vez técnico) un chasis en el que hay presentes 2.500 V a 300 mA; además, sería un equipo bastante voluminoso y pesado. Una forma relativamente segura de construcción consiste en proveer una fuente separada para la alta tensión y con positivo a masa. De esta manera el punto medio del transformador de salida irá a masa y en la etapa de salida la alta tensión negativa estará en las proximidades de los cátodos. Según el tipo de polarización que se elija, quizás haya que proveer fuentes de bias flotantes, colgadas de la alta tensión negativa y habrá que prestar mucha atención a las aislaciones y otras prácticas comunes en estos casos.
Para ilustración: dos fotografías de transformadores con núcleos del tipo columnas y la tabla.
Tengo problemas con la resolución de la pantalla. Al generar las tablas, éstas tienen muchas columnas y no caben con buena visibilidad en pantallas completas del formato 4:3; son demasiado anchas. En Latinoamérica hay una buena cantidad de personas que poseen monitores de formato de alta definición, más anchos. Pero hay marcadas diferencias sociales que hacen que otros muchos todavía trabajen con monitores de tubos de alto vacío con la forma vieja. No me es posible achicar más la letra porque no se distingue bien el texto y tampoco resiste una ampliación. Es probable que la calidad de esta tabla no satisfaga a algunos, pero es legible.
sábado, 14 de mayo de 2011
Preamplificador Mullard
Este preamplificador con dos válvulas EF86 fue diseñado especialmente para el amplificador Wiliamson ultralineal publicado en este blog el 17 de agosto de 2010.
Como está dibujado, la salida nominal es de 40 mV, con una distorsión armónica total del 0,15%. Con diez veces la salida nominal, la distorsión llega al 0,24%. Es posible obtener una salida de 250 mV cambiando los resistores RC1 y RC2 por dos unidades de 100K ohms y conectando el capacitor de 100 nanofaradios directamente al terminal de salida de la placa del pentodo.
La entrada 1 es para una cápsula piezoeléctrica. Está cargada "en velocidad"; es decir, en una impedancia más baja que lo usual para este tipo de cápsulas. Esta clase de carga hace que la respuesta sea muy parecida a la de una cápsula magnética. Por lo general la carga promedio que logra esto es de 68 kohms. El hecho de que la impedancia de esta entrada sea cercana a los 100 K indica que debieron considerar alguna cápsula específica, disponible en el mercado inglés de aquel entonces. Como la salida de estas cápsulas es mayor que la de una magnética, el divisor resistivo deja un onceavo de la señal de entrada en la grilla de control de la válvula. Que haya dos redes de corrección de la curva de respuesta nos hace ver que fueron muy detallistas a la hora de igualar respuestas y refuerza la idea de que consideraron una cápsula piezoeléctrica específica.
La entrada 2 es para una cápsula magnética, muy probablemente de reluctancia variable. A la grilla llega un 57,4% de lo que hay en el conector de entrada. La impedancia es de 100 kohms.
La entrada 3 es para un micrófono de alta impedancia. La impedancia de entrada es de 1 megohm.
La entrada 4 debería ser para un grabador de cinta magnética de carrete abierto. Sin embargo me resulta extraña la constante de tiempo que usa la red de desénfasis de agudos. Para las curvas NAB de 18 cm y 38 cm por cada segundo la constante debería ser de 50 microsegundos. Ignoro de cuándo es este diseño, pero los primeros grabadores magnéticos (o magnetófonos) registraban sobre alambre; es probable que la corrección esté pensada para estos dinosaurios. De cualquier forma, si usted tiene un grabador de cinta que no provea el desénfasis, puede cambiar el valor del capacitor a la constante requerida por la norma y la velocidad de grabación que use. Dividiendo la constante requerida en microsegundos por el valor del resistor en ohms (en este caso 560K)obtendrá el valor del capacitor correcto en microfaradios. La impedancia de esta entrada es de 80 Kohms.
Las entradas 5 y 6 son para radio y auxiliar, respectivamente. Ambas tienen una impedancia de 2 megohms.
La llave de cambio usa dos pisos de un polo y once posiciones. Estas llaves corrientes de aquel entonces tenían un máximo de doce contactos, por lo que un piso con dos polos no podía tener más que cinco posiciones y el equipo requiere seis. Puede colocarse una traba mecánica en cada piso de once posiciones de tal forma que el giro se detenga en la sexta.
El circuito debe ser bastante viejito, pues las resistencias están especificadas al 5%. Por supuesto que esto no impedía que se eligieran valores en el taller, buscando simetrías. Si opta por resistores más precisos y de buena calidad, como los Rodenstein, una excelente válvula es la Telefunken EF806S. Pero, para semejante calidad, deberían reemplazarse los potenciómetros por llaves de resistores de 24 o de 48 posiciones. Hay que considerar, además, que ahora los equipos de alta calidad no tienen controles de tonos y que la tendencia es no corregir por realimentación (y menos en la entrada), sino usar un amplificador lineal que dé suficiente ganancia y luego una red pasiva de compensación de respuesta.
Parece mejor dejar el equipo como está y disfrutar del viejo sonido de "living room".
Para los nostálgicos y los curiosos tenemos el Wiliamson ultralineal de Mullard completo.
NOTA COMPLEMENTARIA:
En algunos preamplificadores Mullard los dos resistores correspondientes a las entradas de radio y auxiliar son de 1 megohm.
También, hay versiones con los resistores RC1 y RC2 distintos. RC1 figura de 100 Kohms y RC2 de 8K2; probablemente adaptando el nivel de salida para otros amplificadores de potencia.
En el dibujo omití el valor de un capacitor en la red de compensación para cápsula piezoeléctrica. Ese valor es de 220 pF ± 5% 400 V.
En el esquema original de Mullard la entrada fono piezoeléctrica especifica: "78 r.p.m.". En la entrada para cápsula magnética dice: "long play" y se refiere a los primeros vinilos, que eran de 25 cm de diámetro y se reproducían en 33 1/3 r.p.m. Por las constantes de tiempo no parece que se trate de una compensación RIAA.
viernes, 22 de abril de 2011
Preamplificador de fono con FETs.
Este equipo fue diseñado por W. A. Rheinfelder y publicado por «Electronics World» en abril de 1966, páginas 32, 33 y 92.
Es un amplificador de tensión de alta calidad con corrección de la curva RIAA exacta. El diseñador provee, además, una red de compensación para música de órgano con bajos muy pronunciados.
La ganancia es de 40 dB y la relación de sobrecarga a ruido de 104 dB. El ruido total es 7 dB mejor que el mejor circuito con válvulas electrónicas, mientras que el nivel de sobrecarga es 5 dB más alto. El margen dinámico es mucho mayor que el obtenible con transistores bipolares.
No pude hallar ninguna información acerca de los transistores de efecto de campo en la Red y tampoco figuran en listas de stock. Por las letras de las características, pienso que debieron ser fabricados por la empresa Fairchild. Pero hay mención solamente del autor y del artículo, aunque no encontré el texto en ninguna página; solamente referencias en listas.
Es evidente que se trata de elementos de precisión, alta tensión y muy bajo ruido. En ese entonces muchos autores querían reemplazar las válvulas amplificadoras de tensión por transistores de efecto de campo.
Este circuito forma parte de las reliquias que guardé en años de servicio, armado y desarrollo. Nunca pude conseguir esos transistores en Argentina. Al principio lo atribuia a su alto costo y baja demanda. Todo lo nuevo y costoso no entra en nuestro país. La electrónica de consumo se nutre con los elementos de menor calidad, inclusive dentro de las clases utilizadas (si hay elementos clasificados por ruido, deriva y otras exquisiteces, siempre traen el que menos precisión tiene). Cuando por fin aparecen, es porque ya pasaron de moda y están en oferta. Me pasó con los transistores bipolares 2N4250 y 2N5087. Años de búsquedas infructuosas y, ahora, se consiguen, 40 años después.
martes, 12 de abril de 2011
75W RMS con salida simétrica 2x 807 clase AB2. Conclusión.
Tenemos la fuente de poder para el amplificador.
El transformador TP1 alimenta los filamentos. Este transformador debe estar aislado a 1.200 V, por lo menos. Es necesario que los filamentos de las válvulas 816 se caldeen unos 30 segundos, y hasta 45, antes de suministrar tensión a las placas. La solución más económica es disponer una llave rotativa con tres posiciones: la primera, desconectado; la segunda, filamentos; la tercera encendido a pleno. También puede conectarse un relé de tiempo en el bobinado de 5 V, para estar seguros de que las 816 están siendo caldeadas. Este relé habilitaría la alimentación del primario de TP2 después de transcurridos los 30 segundos de calentamiento.
Los filtros con entrada por inductor dan una regulación bastante buena; esencial para sacar lo mejor del circuito, si el transformador es excelente. Cualquier mejora en este sentido será altamente beneficiosa. Regulación y desacoplamiento lo llevarán al límite de lo que puede obtenerse de las 807.
miércoles, 30 de marzo de 2011
75W RMS con salida simétrica 2x 807 clase AB2.
Es un amplificador de audio que puede dar muy buenos resultados con un excelente transformador de salida. Si el transformador es mediocre, el producto será muy pobre y la potencia puede reducirse a 60W RMS.
El circuito alcanza su máxima potencia con unos 3V RMS de señal de audio. El inductor de carga de las 6SN7 es necesario que tenga ambas mitades con la misma cantidad de cobre. Una manera sencilla de hacer esto es bobinando en un carrete partido. Frente a la bobinadora, se comienza apilando sobre la mitad derecha del carrete hasta terminar la cantidad de vueltas necesarias para media bobina, en la parte más alejada del núcleo, de izquierda a derecha. Después se bobina en el mismo sentido, pero partiendo desde el centro, sobre la base del carrete, de derecha a izquierda, y subiendo hasta terminar la otra mitad. Con esta geometría se tendrán resistencias muy similares, casi idénticas. El alambre conviene que sea para 50 mA, aunque la corriente que pase sea menor.
En una próxima entrega publicaré la fuente de poder a válvulas, con rectificadoras de vapor de mercurio 816 y una 6X5.
domingo, 6 de marzo de 2011
Transformador de salida para equipo de audio.
Los transformadores de salida son muy diferentes cuando están en un equipo de audio o en un amplificador de guitarra eléctrica o, inclusive, de voces.
Para una guitarra eléctrica basta una frecuencia de corte inferior de 50 Hz o un poco más alta, mientras que en un equipo de audio que pretende cierta calidad es de 5 a 10 veces más baja. Casi no hay habitación que reproduzca una nota tan baja, pero la respuesta extendida garantiza mejor reproducción de frecuencias en la banda de trabajo.
Este transformador lo copié de un libro que tenía un colega hace unos treinta años. Desconozco quién es su proyectista y los criterios que usó. Tomé nota de los datos de construcción y no copié el circuito; un clásico amplificador simétrico de 14 W RMS con dos 6V6G en clase AB1.
Llama la atención la medida descomunal, para la potencia que entrega. Usa laminación E-I número 600 en hierro-silicio común. Las medidas del núcleo armado son: 150 mm, 125 mm y 50 mm el apilado. La sección de la rama central tiene 50 mm x 50 mm y no usa entrehierro. Supongo que no hace falta con semejante núcleo; el diseñador debe haber calculado que es prácticamente imposible saturarlo con 335 V RMS de señal de audio (Hay un criterio muy común que sugiere que en un transformador push-pull no es necesario el entrehierro, pues existen dos corrientes iguales y opuestas que dan una magnetización nula en el núcleo. Esto es cierto solamente en clase A. Además, si una válvula del par de salida deja de funcionar, usted desconecta el equipo y no escucha música. Esto no es posible si el amplificador está siendo usado en un escenario; la función debe continuar. En este caso extremo el transformador debería salir airoso con la corriente de magnetización de una sola válvula). Si consigue grano orientado en esa medida, tiene un 20% más de margen de seguridad y mejor respuesta. Como es para audio, debe haber contemplado que no se va a utilizar con una sola válvula y, por lo tanto, si el equipo está bien balanceado, hay una pequeña corriente de magnetización en el núcleo debido al funcionamiento en clase AB1, que no existiría en clase A pura. Esto sucede con señal de audio; en reposo las corrientes están igualadas. Pero el tamaño del circuito magnético da para soportarla sin problemas. (En clase A ambas válvulas conducen, mientras que en clase B pura una conduce y la otra está al corte; cada válvula maneja una mitad diferente del ciclo. En clase AB se tiene una situación intermedia entre ambos extremos)
Otra cosa notable es que el núcleo sea del tipo acorazado y no de columnas. Para las clases AB y B el núcleo de columnas, con dos carretes, da mucho mejor resultado en cuanto a baja inductancia de dispersión. Vemos una ilustración de un modelo básico recomendado por el ingeniero Di Marco en 1953:
En este esquema, muy simple, apenas se toman medidas para que las cantidades de alambre en ambas mitades sean iguales y para bajar la inductancia de dispersión. El equilibrio capacitivo es bueno si el punto medio del secundario se conecta a masa. En la mayoría de los casos obligará a recalcular los valores del resistor y el capacitor en el lazo de realimentación, pues tenemos la mitad de la tensión de salida.
Es necesario aclarar MUY ENFÁTICAMENTE que esta solución no debe ser tomada como algo general. El bobinado bifilar es posible en este caso porque hay muy bajas tensiones de audio y de limentación. Esto no trae problemas de aislaciones, ni de precauciones contra arcos voltaicos. Simplemente dos alambres bobinados a espiras juntas, muy bien ordenados, cada capa separada por papel y alambre sobre alambre (con cuatro puntos de tangencia solamente), dejando espacios huecos para disminuir las capacidades parásitas distribuidas. Hasta creo que hay suficiente espacio como para que una persona sin experiencia bobine a mano, aunque siempre habrá mejores resultados con el bobinado a máquina y con tensores.
Con 8 ohms en la salida, la impedancia ronda los 8.000 ohms placa a placa (3800 espiras/ 120 espiras = 31,667; 31,667². 8 ohms = 8.022,39 ohms). Con 16 ohms se reduce a 7130 ohms. Ignoro si esto fue hecho a propósito para obtener un poco más de potencia sobre la carga de 16 ohms o porque no pudo hacer otra cosa con este sistema de bobinado.
Lo que sigue son los datos de funcionamiento para 6V6 y 6BQ5 en clase AB1, el esquema de bobinados, dos tablas de conexiones y la forma de conectar el secundario para las diferentes impedancias. Es posible recalcular el secundario para impedancias placa a placa menores, siempre considerando 8 secciones con igual número de espiras. Deje las 3.800 espiras del primario como están y varíe las del secundario.
Para equipos de guitarra es antieconómico y muy pesado para transportar. En audio hogareño, está en cada uno decidir si vale la pena un transformador tan elaborado para un par de 6V6 y 14 W RMS. Nunca lo construí ni tengo medidas de sus bondades. Seguramente es mucho mejor que un simple transformador bobinado linealmente sin ningún tipo de particiones. Probablemente saque lo mejor de las 6V6, aunque eso depende de si el criterio usado es el correcto para el caso. Las inductancias no pueden ser medidas con un tester o con un puente de baja corriente. La inductancia depende de la corriente que circula por el inductor; debemos medir en las condiciones de funcionamiento, con las corrientes adecuadas. Para esto hay que proveer las tensiones capaces de producir esas corrientes. Un generador de alrededor de 800 ciclos (795,775 ciclos producen 2πf = 5.000), un amplificador y un reóstato en serie con la bobina serán suficientes. Se busca la igualdad de caídas de tensión en la bobina y el reóstato y el valor resistivo del reóstato será igual a la impedancia del transformador a 800 ciclos. Cometiendo el error de suponer que la impedancia es la reactancia, un simple cálculo nos pondrá mucho más cerca del valor real en henrios que un puente o un tester con medición de inductancias, pero con una batería de 9 V (los puentes suelen medir con un voltio y son más adecuados para recepción de radiofrecuencias o en aplicaciones de bajas potencias). La inductancia de magnetización es la que se mide con el secundario abierto y la de dispersión con el secundario en cortocircuito. Siempre hay que descontar la resistencia de los bobinados antes de hacer el cálculo.
Nota agregada el 17 de abril.
Es posible utilizar este transformador para salida push-pull con dos 300B en clase A1.
El primario queda como está (si hay suficiente espacio puede ensayarse con alambre de 0,35 mm) y el secundario se construye con 8 secciones de 85 espiras cada una, manteniendo el diámetro del alambre.
Un par de 300B en push-pull clase A1 se polariza de la siguiente manera:
Tensión de filamentos: 5 V
Corriente de filamentos (dos válvulas): 2,4 A
Tensión de placas: 350 V
Tensión de grilla de control: - 67,5 V.
Tensión de señal para máxima potencia: 135 V pico a pico.
Corriente de placas: 170 - 200 mA (sin señal y con máxima señal, respectivamente)
Carga placa a placa: 4.000 ohms.
Potencia RMS: 20 W. (Impedancias de fuentes nulas y regulaciones perfectas. Esperable: 15W)
Distorsión armónica total: 2% (depende de las condiciones del circuito; probablemente esté entre el 2% y el 4%)
Para una guitarra eléctrica basta una frecuencia de corte inferior de 50 Hz o un poco más alta, mientras que en un equipo de audio que pretende cierta calidad es de 5 a 10 veces más baja. Casi no hay habitación que reproduzca una nota tan baja, pero la respuesta extendida garantiza mejor reproducción de frecuencias en la banda de trabajo.
Este transformador lo copié de un libro que tenía un colega hace unos treinta años. Desconozco quién es su proyectista y los criterios que usó. Tomé nota de los datos de construcción y no copié el circuito; un clásico amplificador simétrico de 14 W RMS con dos 6V6G en clase AB1.
Llama la atención la medida descomunal, para la potencia que entrega. Usa laminación E-I número 600 en hierro-silicio común. Las medidas del núcleo armado son: 150 mm, 125 mm y 50 mm el apilado. La sección de la rama central tiene 50 mm x 50 mm y no usa entrehierro. Supongo que no hace falta con semejante núcleo; el diseñador debe haber calculado que es prácticamente imposible saturarlo con 335 V RMS de señal de audio (Hay un criterio muy común que sugiere que en un transformador push-pull no es necesario el entrehierro, pues existen dos corrientes iguales y opuestas que dan una magnetización nula en el núcleo. Esto es cierto solamente en clase A. Además, si una válvula del par de salida deja de funcionar, usted desconecta el equipo y no escucha música. Esto no es posible si el amplificador está siendo usado en un escenario; la función debe continuar. En este caso extremo el transformador debería salir airoso con la corriente de magnetización de una sola válvula). Si consigue grano orientado en esa medida, tiene un 20% más de margen de seguridad y mejor respuesta. Como es para audio, debe haber contemplado que no se va a utilizar con una sola válvula y, por lo tanto, si el equipo está bien balanceado, hay una pequeña corriente de magnetización en el núcleo debido al funcionamiento en clase AB1, que no existiría en clase A pura. Esto sucede con señal de audio; en reposo las corrientes están igualadas. Pero el tamaño del circuito magnético da para soportarla sin problemas. (En clase A ambas válvulas conducen, mientras que en clase B pura una conduce y la otra está al corte; cada válvula maneja una mitad diferente del ciclo. En clase AB se tiene una situación intermedia entre ambos extremos)
Otra cosa notable es que el núcleo sea del tipo acorazado y no de columnas. Para las clases AB y B el núcleo de columnas, con dos carretes, da mucho mejor resultado en cuanto a baja inductancia de dispersión. Vemos una ilustración de un modelo básico recomendado por el ingeniero Di Marco en 1953:
En este esquema, muy simple, apenas se toman medidas para que las cantidades de alambre en ambas mitades sean iguales y para bajar la inductancia de dispersión. El equilibrio capacitivo es bueno si el punto medio del secundario se conecta a masa. En la mayoría de los casos obligará a recalcular los valores del resistor y el capacitor en el lazo de realimentación, pues tenemos la mitad de la tensión de salida.
Es necesario aclarar MUY ENFÁTICAMENTE que esta solución no debe ser tomada como algo general. El bobinado bifilar es posible en este caso porque hay muy bajas tensiones de audio y de limentación. Esto no trae problemas de aislaciones, ni de precauciones contra arcos voltaicos. Simplemente dos alambres bobinados a espiras juntas, muy bien ordenados, cada capa separada por papel y alambre sobre alambre (con cuatro puntos de tangencia solamente), dejando espacios huecos para disminuir las capacidades parásitas distribuidas. Hasta creo que hay suficiente espacio como para que una persona sin experiencia bobine a mano, aunque siempre habrá mejores resultados con el bobinado a máquina y con tensores.
Con 8 ohms en la salida, la impedancia ronda los 8.000 ohms placa a placa (3800 espiras/ 120 espiras = 31,667; 31,667². 8 ohms = 8.022,39 ohms). Con 16 ohms se reduce a 7130 ohms. Ignoro si esto fue hecho a propósito para obtener un poco más de potencia sobre la carga de 16 ohms o porque no pudo hacer otra cosa con este sistema de bobinado.
Lo que sigue son los datos de funcionamiento para 6V6 y 6BQ5 en clase AB1, el esquema de bobinados, dos tablas de conexiones y la forma de conectar el secundario para las diferentes impedancias. Es posible recalcular el secundario para impedancias placa a placa menores, siempre considerando 8 secciones con igual número de espiras. Deje las 3.800 espiras del primario como están y varíe las del secundario.
Para equipos de guitarra es antieconómico y muy pesado para transportar. En audio hogareño, está en cada uno decidir si vale la pena un transformador tan elaborado para un par de 6V6 y 14 W RMS. Nunca lo construí ni tengo medidas de sus bondades. Seguramente es mucho mejor que un simple transformador bobinado linealmente sin ningún tipo de particiones. Probablemente saque lo mejor de las 6V6, aunque eso depende de si el criterio usado es el correcto para el caso. Las inductancias no pueden ser medidas con un tester o con un puente de baja corriente. La inductancia depende de la corriente que circula por el inductor; debemos medir en las condiciones de funcionamiento, con las corrientes adecuadas. Para esto hay que proveer las tensiones capaces de producir esas corrientes. Un generador de alrededor de 800 ciclos (795,775 ciclos producen 2πf = 5.000), un amplificador y un reóstato en serie con la bobina serán suficientes. Se busca la igualdad de caídas de tensión en la bobina y el reóstato y el valor resistivo del reóstato será igual a la impedancia del transformador a 800 ciclos. Cometiendo el error de suponer que la impedancia es la reactancia, un simple cálculo nos pondrá mucho más cerca del valor real en henrios que un puente o un tester con medición de inductancias, pero con una batería de 9 V (los puentes suelen medir con un voltio y son más adecuados para recepción de radiofrecuencias o en aplicaciones de bajas potencias). La inductancia de magnetización es la que se mide con el secundario abierto y la de dispersión con el secundario en cortocircuito. Siempre hay que descontar la resistencia de los bobinados antes de hacer el cálculo.
Nota agregada el 17 de abril.
Es posible utilizar este transformador para salida push-pull con dos 300B en clase A1.
El primario queda como está (si hay suficiente espacio puede ensayarse con alambre de 0,35 mm) y el secundario se construye con 8 secciones de 85 espiras cada una, manteniendo el diámetro del alambre.
Un par de 300B en push-pull clase A1 se polariza de la siguiente manera:
Tensión de filamentos: 5 V
Corriente de filamentos (dos válvulas): 2,4 A
Tensión de placas: 350 V
Tensión de grilla de control: - 67,5 V.
Tensión de señal para máxima potencia: 135 V pico a pico.
Corriente de placas: 170 - 200 mA (sin señal y con máxima señal, respectivamente)
Carga placa a placa: 4.000 ohms.
Potencia RMS: 20 W. (Impedancias de fuentes nulas y regulaciones perfectas. Esperable: 15W)
Distorsión armónica total: 2% (depende de las condiciones del circuito; probablemente esté entre el 2% y el 4%)
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